阅读说明：本技术 一种双向dc-ac变换器 (Bidirectional DC-AC converter ) 是由 胡茂 朱永生 裴轶 于 2018-06-06 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种双向DC-AC变换器,该双向DC-AC变换器包括第一滤波模块、功率变换模块、第二滤波模块和直流母线电容；功率变换模块包括双向导通开关单元、H桥DC/AC变换单元和控制单元；双向导通开关单元分别与第一滤波模块、H桥DC/AC变换单元、第二滤波模块和控制单元电连接,用于控制双向DC-AC变换器中能量的双向流动；直流母线电容与H桥DC/AC变换单元电连接,用于储能和提供直流母线电压；H桥DC/AC变换单元用于直流升压及交流逆变或交流整流及直流降压。本发明解决了现有的DC-AC变换器无法兼顾逆变升压和能量双向流动的问题。(the invention discloses a bidirectional DC-AC converter, which comprises a first filtering module, a power conversion module, a second filtering module and a direct current bus capacitor, wherein the first filtering module is connected with the first filtering module; the power conversion module comprises a bidirectional conduction switch unit, an H-bridge DC/AC conversion unit and a control unit; the bidirectional conduction switch unit is respectively and electrically connected with the first filtering module, the H-bridge DC/AC conversion unit, the second filtering module and the control unit and is used for controlling the bidirectional flow of energy in the bidirectional DC-AC converter; the direct current bus capacitor is electrically connected with the H-bridge DC/AC conversion unit and is used for storing energy and providing direct current bus voltage; the H-bridge DC/AC conversion unit is used for direct current boosting and alternating current inversion or alternating current rectification and direct current voltage reduction. The invention solves the problem that the existing DC-AC converter can not give consideration to both inversion and boosting and energy bidirectional flow.)

一种双向DC-AC变换器

技术领域

本发明实施例涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种双向DC-AC变换器。

背景技术

DC/AC变换器广泛应用于电机调速、分布式发电系统和不间断电源等场合。传统的DC/AC变换器包括电压源DC/AC变换器和电流源DC/AC变换器两大类。电压源DC/AC变换器输出的交流电压低于直流母线电压，本质上为降压型DC/AC变换器，为了实现在逆变变换时具备升压的功能，需要在其电路中增加额外的升压变换电路，使得系统整体结构复杂。而电流源DC/AC变换器本质上是一个升压型DC/AC变换器，但其只能实现能量单向传输，不具备能量双向传输的功能，在微电网和储能系统等应用场合，此类逆变器无法单独使用，必须配以相应的反向能量传输电路才能实现能量双向传输，但这使得系统变得更为复杂。

目前，提出了多种具有升压能力的DC/AC变换电路，如：Z源DC/AC变换器、差动式DC/AC变换器、加合式DC/AC变换器和集成式DC/AC变换器等，但这些变换电路同样不能实现能量的双向流动，同时部分电路(如Z源DC/AC变换器和加合式DC/AC变换器)还引入了额外的无源器件，增加了系统成本、体积和重量，且控制复杂。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提出一种双向DC-AC变换器，以解决现有的DC-AC变换器无法兼顾逆变升压和能量双向流动的问题以及系统复杂的问题，同时实现直流-直流变换以及直流-交流变换两个功能，实现DC/AC变换器能量的双向流动，简化系统结构。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

本发明实施例提供了一种双向DC-AC变换器，包括第一滤波模块、功率变换模块、第二滤波模块和直流母线电容；

所述功率变换模块包括双向导通开关单元、H桥DC/AC变换单元和控制单元；

所述双向导通开关单元分别与所述第一滤波模块、所述H桥DC/AC变换单元、所述第二滤波模块和控制单元电连接，用于控制所述双向DC-AC变换器中能量的双向流动；

所述直流母线电容与所述H桥DC/AC变换单元电连接，用于储能和提供直流母线电压；

所述H桥DC/AC变换单元用于直流升压及交流逆变或交流整流及直流降压；

所述控制单元还分别与位于所述第一滤波模块处的第一输入输出端、位于所述第二滤波模块处的第二输入输出端、所述直流母线电容和所述H桥DC/AC变换单元电连接，用于采集所述第一输入输出端的第一电信号、所述第二输入输出端的第二电信号和所述直流母线电压，根据所述第一电信号、所述第二电信号和所述直流母线电压判断所述双向DC-AC变换器中的能量流向，并控制所述双向导通开关单元和所述H桥DC/AC变换单元工作。

本发明的有益效果是：本发明提供的双向DC-AC变换器，通过功率变换模块中的双向导通开关单元和H桥DC/AC变换单元相配合，在电路逆变阶段，无需升压变换电路即可实现双向DC/AC变换器的升压和逆变功能，在电路整流阶段，无需降压变换电路即可实现双向DC/AC变换器的整流和降压功能，即在电路逆变阶段和电路整流阶段均同时实现了直流-直流变换以及直流-交流变换两个功能。同时，逆变与整流阶段的控制完全由控制单元自动检测调节，实现了能量双向自由传输与调节，降低了实现成本，提升了DC/AC变换器在微电网和储能系统等能量双向传输场合的应用能力，具有较高的应用价值。

附图说明

下面将通过参照附图详细描述本发明的示例性实施例，使本领域的普通技术人员更清楚本发明的上述及其他特征和优点，附图中：

图1为本发明实施例一提供的双向DC/AC变换器的系统框图；

图2为本发明实施例二提供的单相双向DC/AC变换器示意图；

图3为本发明实施例二提供的一种开关管单元Sn的结构示意图；

图4为本发明实施例二提供的另一种开关管单元Sn的结构示意图；

图5为本发明实施例二提供的单相双向DC/AC变换器的电路图；

图6为本发明实施例二提供的控制单元中驱动电路的结构示意图；

图7为本发明实施例二提供的控制信号d1，d2，m的关系图；

图8为本发明实施例二提供的在第一电源的电压V1＝80V，第二负载的电压V2＝220V，系统功率P＝500W实现升压和逆变功能时的实验波形图；

图9为本发明实施例二提供的在第一负载的电压V1＝80V，第二电源电压的V2＝220V，系统功率P＝500W实现整流和降压功能时的实验波形图；

图10为本发明实施例三提供的三相双向DC/AC变换器示意图；

图11为本发明实施例三提供的三相双向DC/AC变换器的电路图；

图12为本发明实施例三提供的控制信号关系图；

图13为本发明实施例三提供的在第一电源的电压V1＝100V，第二负载的各相电压V2＝220V，系统功率P＝1500W实现升压和逆变功能时的实验波形图；

图14为本发明实施例三提供的在第一负载的电压V1＝100V，第二电源的各相电压V2＝220V，系统功率P＝1500W实现整流和降压功能时的实验波形图。

具体实施方式

下面结合附图并通过具体实施方式来进一步说明本发明的技术方案。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。

实施例一

图1为本发明实施例一提供的双向DC/AC变换器的系统框图。如图1所示，该双向DC-AC变换器，包括第一滤波模块2、功率变换模块4、第二滤波模块5和直流母线电容3。

其中，功率变换模块4包括双向导通开关单元7、H桥DC/AC变换单元8和控制单元9；

双向导通开关单元7分别与第一滤波模块2、H桥DC/AC变换单元8、第二滤波模块5和控制单元9电连接，用于控制双向DC-AC变换器中能量的双向流动；

直流母线电容3与H桥DC/AC变换单元8电连接，用于储能和提供直流母线电压；

H桥DC/AC变换单元8用于直流升压及交流逆变或交流整流及直流降压；

控制单元9还分别与位于第一滤波模块2处的第一输入输出端、位于第二滤波模块5处的第二输入输出端、直流母线电容3和H桥DC/AC变换单元8电连接，用于采集第一输入输出端的第一电信号、第二输入输出端的第二电信号和直流母线电压，根据第一电信号、第二电信号和直流母线电压判断双向DC-AC变换器中的能量流向，并控制双向导通开关单元7和H桥DC/AC变换单元8工作。

本实施例中，直流母线电容3可以为电解电容或无极性电容。在具有双向DC/AC变换器的系统中，第一输入输出端可连接第一电源/负载1，第二输入输出端可连接第二电源/负载6；第一电源/负载1可包括第一电源或第一负载，第二电源/负载6可包括第二电源或第二负载。当第一电源/负载1为第一电源时，第二电源/负载6为第二负载；当第一电源/负载1为第一负载时，第二电源/负载6为第二电源。其中，第一电源可以是直流可控电源、分布式电源和储能电源等中的一种，第一负载可以是蓄电池和一般直流负载(如LED灯具，阻性负载和阻容性负载等)中的一种，第二电源可以是一般交流电源(如数控交流电源和不间断电源等)和电网中的一种，第二负载可以是一般交流负载(如白炽灯和阻性负载等)中的一种。

本实施例一提供的双向DC-AC变换器，通过功率变换模块中的双向导通开关单元和H桥DC/AC变换单元相配合，在电路逆变阶段，无需升压变换电路即可实现双向DC/AC变换器的升压和逆变功能，在电路整流阶段，无需降压变换电路即可实现双向DC/AC变换器的整流和降压功能，即在电路逆变阶段和电路整流阶段均同时实现了直流-直流变换(直流升压和直流降压)以及直流-交流变换(交流逆变和交流整流)两个功能。同时，逆变与整流阶段的控制完全由控制单元自动检测调节，实现了能量双向自由传输与调节，降低了实现成本，提升了DC/AC变换器在微电网和储能系统等能量双向传输场合的应用能力，具有较高的应用价值。

可选的，上述H桥DC/AC变换单元包括至少两个互补双向电力开关，每个互补双向电力开关位于H桥DC/AC变换单元的一桥臂上，每个互补双向电力开关包括一对互补导通的开关管单元；

开关单元中的上开关单元与直流母线电容的第一端电连接，下开关单元和直流母线电容的第二端接地；

双向导通开关单元包括至少两条导通支路，每条导通支路分别与H桥DC/AC变换单元中对应桥臂的桥臂中点电连接，且与第二滤波模块电连接，各导通支路均与第一滤波模块的第一端电连接，第二滤波模块的第二端接地。

可选的，每条导通支路包括反向串联互补双向电力开关，反向串联互补双向电力开关包括一对反向串联且互补导通的开关管单元。相应的，上述第二滤波模块可以包括单相滤波电路，也可以包括多相滤波电路(如三相滤波电路)。

由此，本实施例可实现单相双向DC-AC变换器或多相双向DC-AC变换器，对此本实施例不作限制，可根据实际需求进行设计。而本实施例仅通过H桥DC/AC变换单元以及双向导通开关单元中的电力开关的组合复用，便同时实现了直流-直流变换以及直流-交流变换两个功能，避免了各功能器件的单一组合，大大减少了电路中功率器件的数量，简化了系统结构。

实施例二

基于实施例一，本实施例二对开关管单元、第一滤波模块、第二滤波模块及控制单元进行优化设计，并具体提出了一种单相双向DC-AC变换器。图2为本发明实施例二提供的单相双向DC/AC变换器示意图。如图2所示，该单相双向DC-AC变换器中，H桥DC/AC变换单元7包括单相H桥DC/AC变换电路，双向导通开关单元8包括两条导通支路，第二滤波模块5包括单相滤波电路。

具体的，H桥DC/AC变换单元7包括第一互补双向电力开关和第二互补双向电力开关，第一互补双向电力开关包括第一开关管单元S₁和第二开关管单元S₂，第二互补双向电力开关包括第三开关管单元S₃和第四开关管单元S₄；第一开关管单元S₁的漏极及第三开关管单元S₃的漏极与直流母线电容3的第一端电连接(连接节点为TR)，第一开关管单元S₁的源极与第二开关管单元S₂的漏极电连接，第三开关管单元S₃的源极与第四开关管单元S₄的漏极电连接，第二开关管单元S₂的源极及第四开关管单元S₄的源极接地。其中，第一开关管单元S₁和第三开关管单元S₃为上开关管单元，第二开关管单元S₂和第四开关管单元S₄为下开关管单元。

双向导通开关单元8包括第一导通支路和第二导通支路，第一导通支路上设置有第一反向串联互补双向电力开关，第二导通支路上设置有第二反向串联互补双向电力开关；第一反向串联互补双向电力开关包括第五开关管单元S₅和第六开关管单元S₆，第二反向串联互补双向电力开关包括第七开关管单元S₇和第八开关管单元S₈；第五开关管单元S₅的源极及第七开关管单元S₇的源极与第一滤波模块2的第一端电连接(连接节点为N)，第五开关管单元S₅的漏极与第六开关管单元S₆的漏极电连接(连接节点为N₁)，第六开关管单元S₆的源极及第一开关管单元S₁的源极与第二滤波模块5的第一端电连接(连接节点为PL1)，第七开关管单元S₇的漏极与第八开关管单元S₈的漏极电连接(连接节点为N₂)，第八开关管单元S₈的源极及第三开关管单元S₃的源极与第二滤波模块5的第二端电连接(连接节点为PL2)。

第一滤波模块2包括第一滤波电感L₁和第一滤波电容C₁，第一滤波电感L₁的第一端作为第一滤波模块2的第一端，连接至节点N，第一滤波电感L₁的第二端与第一滤波电容C₁的第一端电连接，第一滤波电容C₁的第二端接地，第一滤波电容C₁的两端为第一输入输出端；第二滤波模块5包括第二滤波电感L_f和第二滤波电容C_f，第二滤波电感L_f的第一端作为第二滤波模块5的第一端，连接至节点PL1，第二滤波电感L_f的第二端与第二滤波电容C_f的第一端电连接，第二滤波电容C_f的第二端作为第二滤波模块5的第二端，连接至节点PL2，第二滤波电容C_f的两端为第二输入输出端。

本实施例中，双向DC-AC变换器中的能量由第一输入输出端流向第二输入输出端时，在一个工频周期内，第五开关管单元S₅和第七开关管单元S₇关断；若第二输入输出端的交流电压极性为正，则第八开关管单元S₈导通，第六开关管单元S₆关断，第一开关管单元S₁和第二开关管单元S₂以SPWM调制方式带有死区时间互补开通，第三开关管单元S₃和第四开关管单元S₄以PWM调制方式带有死区时间互补开通；若第二输入输出端的交流电压极性为负时，则第六开关管单元S₆导通，第八开关管单元S₈关断，第一开关管单元S₁和第二开关管单元S₂以PWM调制方式带有死区时间互补开通，第三开关管单元S₃和第四开关管单元S₄以SPWM调制方式带有死区时间互补开通。通过上述开关方式能够实现第一开关管单元S₁和第二开关管单元S₂以及第三开关管单元S₃和第四开关管单元S₄的自然换流，实现开关的平滑切换，并且由以PWM调制方式导通与关断的开关管单元与第一滤波模块2实现直流升压功能，由以SPWM调制方式导通与关断的开关管单元与第二滤波模块5实现交流逆变功能。

具体的，当第二输入输出端的交流电压极性为正时，PWM调制方式导通与关断的开关单元将在第四开关管单元S₄导通时由第一电源/负载1和第二导通支路实现对第一滤波电感L₁充电储能，并在第四开关管单元S₄关断时将第一滤波电感L₁存储的能量和第一电源/负载1提供的能量一起传输给直流母线电容3，从而将直流母线电压抬升至较高值而不跌落，有效实现直流升压功能；而以SPWM调制方式导通与关断的开关单元在第一开关管单元S₁导通时，由直流母线电容3、第一开关管单元S₁、第二滤波模块5和第四开关管单元S₄构成导通回路，由第一开关管单元S₁、第二滤波模块5和第三开关管单元S₃构成续流回路，在第一开关管单元S₁关断时，由第二开关管单元S₂、第二滤波模块5和第四开关管单元S₄构成续流回路，从而实现交流逆变功能。

当第二输入输出端的交流电压极性为负时，PWM调制方式导通与关断的开关单元将在第二开关管单元S₂导通时由第一电源/负载1和第一导通支路实现对第一滤波电感L₁充电储能，并在第二开关管单元S₂关断时将第一滤波电感L₁存储的能量和第一电源/负载1提供的能量一起传输给直流母线电容3，从而将直流母线电压抬升至较高值而不跌落，有效实现直流升压功能；而以SPWM调制方式导通与关断的开关单元在第三开关管单元S₃导通时，由直流母线电容3、第三开关管单元S₃、第二滤波模块和5第二开关管单元S₂构成导通回路，由第三开关管单元S₃、第二滤波模块5和第一开关管单元S₁构成续流回路，在第三开关管单元S₃关断时，由第四开关管单元S₄、第二滤波模块5和第二开关管单元S₂构成续流回路，从而实现交流逆变功能。

双向DC-AC变换器中的能量由第二输入输出端流向第一输入输出端时，在一个工频周期内，第六开关管单元S₆和第八开关管单元S₈关断；若第二输入输出端的交流电压极性为正，则第七开关管单元S₇导通，第五开关管单元S₅关断，第一开关管单元S₁和第二开关管单元S₂以SPWM调制方式带有死区时间互补开通，第三开关管单元S₃和第四开关管单元S₄以PWM调制方式带有死区时间互补开通；若第二输入输出端的交流电压极性为负时，则第五开关管单元S₅导通，第七开关管单元S₇关断，第一开关管单元S₁和第二开关管单元S₂以PWM调制方式带有死区时间互补开通，第三开关管单元S₃和第四开关管单元S₄以SPWM调制方式带有死区时间互补开通。通过上述开关方式能够实现第一开关管单元S₁和第二开关管单元S₂以及第三开关管单元S₃和第四开关管单元S₄的自然换流，实现开关的平滑切换，并且由以PWM调制方式导通与关断的开关管单元与第一滤波模块2实现直流降压功能，由以SPWM调制方式导通与关断的开关管单元与第二滤波模块5实现交流整流功能。

具体的，当第二输入输出端的交流电压极性为正时，以SPWM调制方式导通与关断的开关单元在第一开关管单元S₁导通时由第二电源/负载6、第二滤波模块5、第一开关管单元S₁和第四开关管单元S₄构成导通回路，给直流母线电容3充电，使其维持在设定值，在第一开关管单元S₁关断时，由第二开关管单元S₂、第四开关管单元S₄和第二滤波模块5构成续流回路，从而实现交流整流功能；而以PWM调制方式导通与关断的开关单元将在第三开关管单元S₃导通时将直流母线电容3在之前存储的能量流经第二导通支路实现对第一滤波电感L₁充电储能以及对第一电源/负载1供电，并在第三开关管单元S₃关断时将第一滤波电感L₁存储的能量由第四开关管单元S₄传输给第一电源/负载1供电，从而将直流母线电压降至稳定输出的负载电压，有效实现直流降压功能。

当第二输入输出端的交流电压极性为负时，以SPWM调制方式导通与关断的开关单元在第三开关管单元S₃导通时由第二电源/负载6、第二滤波模块5、第三开关管单元S₃和第二开关管单元S₂构成导通回路，给直流母线电容3充电，使其维持在设定值，在第三开关管单元S₃关断时，由第二开关管单元S₂、第四开关管单元S₄和第二滤波模块5构成续流回路，从而实现交流整流功能；而以PWM调制方式导通与关断的开关单元将在第一开关管单元S₁导通时将直流母线电容3在之前存储的能量流经第一导通支路实现对第一滤波电感L₁充电储能以及对第一电源/负载1供电，并在第一开关管单元S₁关断时将第一滤波电感L₁存储的能量由第二开关管单元S₂传输给第一电源/负载1供电，从而将直流母线电压降至稳定输出的负载电压，有效实现直流降压功能。

本实施例可通过控制单元9根据第一电源/负载1的端电压V₁、第二电源/负载6的端电压V₂、直流母线电压V_DC和流过第二电源/负载6的电流I_O，判断双向DC-AC变换器中的能量流向，进而输出驱动信号控制开关管单元S₁～S₈工作。

可选的，本实施例中，开关管单元包括至少两个相互并联的电力开关管以及与电力开关管反向并联的电力二极管。其中，电力开关管可以为绝缘栅型场效应管、绝缘栅双极型晶体管和氮化镓高电子迁移率晶体管中的一种，电力二极管可以为快恢复二极管、超快恢复二极管和肖特基二极管中的一种。示例性的，如图3所示，对于任意开关管单元S_n，可包括两个相互并联的电力开关管T_n1和T_n2以及与电力开关管T_n1和T_n2反向并联的电力二极管D_n，其中，电力开关管T_n1的栅极与电力开关管T_n2的栅极电连接，电力开关管T_n1的源极与电力开关管T_n2的源极电连接，电力开关管T_n1的漏极与电力开关管T_n2的漏极电连接，电力二极管D_n的阳极与电力开关管T_n1的源极电连接，电力二极管D_n的阴极与电力开关管T_n1漏极电连接。

可选的，电力开关管和电力二极管为Si型器件或SiC型器件。考虑到Si型器件的性能指标往往无法与宽禁带半导体器件相比，如：考虑电力二极管的反向恢复问题，需要采用针对电路设计一定的死区时间，电力开关管的开关损耗大等，导致DC-AC变换器工作过程中开关频率一般低于50kHz，这势必使得系统体积和重量较大，系统功率密度低。而GaN器件因其优异的特性(如耐高压、开关速度快、开关损耗低、无反向恢复等)已开始应用于电力电子领域，可选的，电力开关管和电力二极管为GaN型器件。优选的，开关管单元包括至少两个相互并联的Cascode型GaN HEMT，如图4所示，在任一开关管单元S_n中，可包括两个相互并联的电力开关管T_n1和T_n2，且电力开关管T_n1和T_n2均为Cascode型GaN HEMT，由此可以大大提升DC-AC变换器的开关频率(开关频率高于100kHz)，从而降低电感、电容等无源器件的体积与重量，提高系统的功率密度，并且可以提高变换效率。

示例性的，图5为本发明实施例二提供的单相双向DC/AC变换器的电路图。该单相双向DC/AC中，各开关管单元均包括两个相互并联的Cascode型GaN HEMT，每个开关管单元中，两个Cascode型GaN HEMT栅极电连接，两个Cascode型GaNHEMT源极电连接，两个Cascode型GaN HEMT漏极电连接。如图5所示，第一开关管单元S₁包括并联的第一开关管T₁₁和第二开关管T₁₂，第二开关管单元S₂包括并联的第三开关管T₂₁和第四开关管T₂₂，第三开关管单元S₃包括并联的第五开关管T₃₁和第六开关管T₃₂，第四开关管单元S₄包括并联的第七开关管T₄₁和第八开关管T₄₂。第五开关管单元S₅包括并联的第九开关管T₅₁和第十开关管T₅₂，第六开关管单元S₆包括并联的第十一开关管T₆₁和第十二开关管T₆₂，第七开关管单元S₇包括并联的第十三开关管T₇₁和第十四开关管T₇₂，第八开关管单元S₈包括并联的第十五开关管T₈₁和第十六开关管T₈₂。

上述开关管T₁₁、T₁₂、T₂₁、T₂₂、T₃₁、T₃₂、T₄₁、T₄₂、T₅₁、T₅₂、T₆₁、T₆₂、T₇₁、T₇₂、T₈₁、T₈₂均为Cascode型GaN HEMT，工作时的开关频率高于100kHz，降低了电感、电容等无源器件的体积与重量，提高了系统的功率密度，并且可以提高变换效率。

基于上述方案，本发明是实施例的控制单元的控制器件可以为单片机、ARM和DSP中的一种，主要用于系统的电压和电流采样与调节，及DC-AC变换器能量流动方向的判定。另外，控制单元可包括驱动电路，第一电信号包括第一电压，第二电信号包括第二电压和第二电流；其中，第一电压为第一电源/负载1的端电压V₁，第二电压为第二电源/负载6的端电压V₂，第二电流为流过第二电源/负载6的电流I_O。

驱动电路用于根据第一电压、第二电压、第二电流和直流母线电压，为双向导通开关单元和H桥DC/AC变换单元中各开关管单元的栅极提供对应的驱动信号。

示例性的，如图6和图7所示，驱动电路包括第一减法器12、外环调节器13、电压控制环10、电压控制环短路开关11、PWM调制电路14、过零比较器15、锁相环16、乘法器17、第二减法器18、比例积分调节器19、SPWM调制电路20和逻辑组合电路21；电压控制环10包括第三减法器101和电压调节器102；

本实施例的双向DC/AC变换器采用电压、电流双环控制，外环控制直流母线电压，内环控制第二电源/负载6侧的电流，同时在能量由第二电源/负载6流向第一电源/负载1时加入第一电源/负载1侧的电压控制环10。具体的，直流母线电压v_DC与第一参考信号v_DC,ref经第一减法器12求差后送入外环调节器13，得到电流环参考信号的幅值参考信号第二电压v₂经锁相环16得到单位正弦信号幅值参考信号与单位正弦信号经乘法器17相乘后得到第一参考电流信号i_o,ref，第一参考电流信号i_o,ref与第二电流i_o经第二减法器18求差后送入比例积分调节器19，与第二电压v₂进行比例和积分的线性组合后得到的控制量经SPWM调制电路20得到第一控制信号m，此时，第二电压v₂相当于电流闭环的外部扰动信号，采用该信号v₂作为前馈，可降低系统跟踪误差。

当直流母线电压v_DC大于第一参考信号v_DC,ref时，控制单元判定能量由第一输入输出端流向第二输入输出端，电压控制环短路开关11用于短路电压控制环10，幅值参考信号经PWM调制电路得到第二控制信号d₁；当直流母线电压v_DC小于第一参考信号v_DC,ref时，控制单元判定能量由第二输入输出端流向第一输入输出端，电压控制环短路开关11开路，电压控制环10开始工作，外环调节器13的输出信号作为第一电源/负载1侧的电压控制环的第二参考信号v_1,ref，第二参考信号v_1,ref与第一电压v₁经第三减法器101求差后送入电压调节器102，由电压调节器102输出的控制量经PWM调制电路14得到第二控制信号d₁。

另外，第二电压v₂经过零比较器20得到第三控制信号d₂，第三控制信号d₂为上述第五开关管单元、第六开关管单元、第七开关管单元和第八开关管单元的驱动信号。

上述第一控制信号m、第二控制信号d₁和第三控制信号d₂经逻辑组合电路21得到上述第一开关管单元、第二开关管单元、第三开关管单元和第四开关管单元的驱动信号；其中，第一开关管单元的驱动信号为：第二开关管单元的驱动信号为：第三开关管单元的驱动信号为：第四开关管单元的驱动信号为：

由此，经过能量流向不同情况下的对各开关管单元驱动控制，可实现逆变阶段的直流升压与交流逆变以及整流阶段的交流整流与直流降压。

基于上述方案，本实施例对上述单相双向DC-AC变换器升压和逆变功能以及整流和降压功能进行了验证。图8为本发明实施例二提供的在第一电源的电压V1＝80V，第二负载的电压V2＝220V，系统功率P＝500W实现升压和逆变功能时的实验波形图。图中可以看出，输出电压V2远高于输入电压V1且输出波形为标准的正弦电压，而直流母线电压V_DC控制在了380V，说明该单相双向DC-AC变换器很好地实现了升压与逆变的功能。图9为本发明实施例二提供的在第一负载的电压V1＝80V，第二电源电压的V2＝220V，系统功率P＝500W实现整流和降压功能时的实验波形图。图中可以看出，输入电压V2通过PWM整流将直流母线电压控制在380V，同时通过加入的电压控制环将输出电压V1控制在80V。需要说明的是，由于直流母线电压存在一定的二倍频脉动，所以第一滤波电感电流i_L1和输出电压V1也存在一定的脉动，但该单相双向DC-AC变换器整体实现整流和降压控制功能较好。

本发明实施例二提供的单相双向DC-AC变换器，既实现了直流-直流变换以及直流-交流变换两个功能，以及能量双向自由传输与调节，又通过将Cascode型GaN HEMT应用在该双向DC/AC变换器中，大大提升了双向DC/AC变换器的开关频率，从而降低电感、电容等无源器件的体积与重量，提高系统的功率密度，并且可以提高变换效率。

实施例三

图10为本发明实施例三提供的三相双向DC/AC变换器示意图。本实施例与实施例二不同的是，H桥DC/AC变换单元包括三相H桥DC/AC变换电路，双向导通开关单元包括三条导通支路，第二滤波模块包括三相滤波电路。

具体的，如图10所示，该三相双向DC/AC变换器中，H桥DC/AC变换单元包括第一互补双向电力开关、第二互补双向电力开关和第三互补双向电力开关，第一互补双向电力开关包括第一开关管单元S₁和第四开关管单元S₄，第二互补双向电力开关包括第三开关管单元S₃和第六开关管单元S₆，第三互补双向电力开关包括第五开关管单元S₅和第二开关管单元S₂；第一开关管单元S₁的漏极、第三开关管单元S₃的漏极及第五开关管单元S₅的漏极与直流母线电容3的第一端电连接(连接节点为TR)，第一开关管单元S₁的源极与第四开关管单元S₄的漏极电连接，第三开关管单元S₃的源极与第六开关管单元S₆的漏极电连接，第五开关管单元S₅的源极与第二开关管单元S₂的漏极电连接，第四开关管单元S₄的源极、第六开关管单元S₆的源极及第二开关管单元S₂的源极接地。

双向导通开关单元包括第一导通支路、第二导通支路和第三导通支路，第一导通支路上设置有第一反向串联互补双向电力开关，第二导通支路上设置有第二反向串联互补双向电力开关，第三导通支路上设置有第三反向串联互补双向电力开关；第一反向串联互补双向电力开关包括第七开关管单元S₇和第八开关管单元S₈，第二反向串联互补双向电力开关包括第九开关管单元S₉和第十开关管单元S₁₀，第三反向串联互补双向电力开关包括第十一开关管单元S₁₁和第十二开关管单元S₁₂；第七开关管单元S₇的源极、第九开关管单元S₉的源极及第十一开关管单元S₁₁的源极与第一滤波模块2的第一端电连接(连接节点为N)，第七开关管单元S₇的漏极与第八开关管单元S₈的漏极电连接(连接节点为N₁)，第八开关管单元S₈的源极及第一开关管单元S₁的源极与第二滤波模块5的第一端电连接(连接节点为PL1)，第九开关管单元S₉的漏极与第十开关管单元S₁₀的漏极电连接(连接节点为N₂)，第十开关管单元S₁₀的源极及第三开关管单元S₃的源极与第二滤波模块5的第二端电连接(连接节点为PL2)，第十一开关管单元S₁₁的漏极与第十二开关管单元S₁₂的漏极电连接(连接节点为N₃)，第十二开关管单元S₁₂的源极及第五开关管单元S₅的源极与第二滤波模块5的第三端电连接(连接节点为PL3)。

第一滤波模块2包括第一滤波电感L₁和第一滤波电容C₁，第一滤波电感L₁的第一端作为第一滤波模块的第一端，连接至节点N，第一滤波电感L₁的第二端与第一滤波电容C₁的第一端电连接，第一滤波电容C₁的第二端接地，第一滤波电容C₁的两端为第一输入输出端。

第二滤波模块5包括第二滤波电感L_f1、第三滤波电感L_f2、第四滤波电感L_f3、第二滤波电容C_f1、第三滤波电容C_f2和第四滤波电容C_f3，第二滤波电感L_f1的第一端作为第二滤波模块5的第一端，连接至节点PL1，第二滤波电感L_f1的第二端与第二滤波电容C_f1的第一端及第三滤波电容C_f2的第一端电连接，第二滤波电容C_f1的第二端与第三滤波电感L_f2的第二端及第三滤波电容C_f2的第一端电连接，第三滤波电感L_f2的第一端作为第二滤波模块5的第二端，连接至节点PL2，第四滤波电感L_f3的第一端作为第二滤波模块5的第三端，连接至节点PL3，第四滤波电感L_f3的第二端与第三滤波电容C_f2的第二端及第四滤波电容C_f3的第二端电连接，第二滤波电感的第二端L_f1、第三滤波电感L_f2的第二端和第四滤波电感L_f3的第二端构成第二输入输出端。

本实施例中，双向DC-AC变换器中的能量由第一输入输出端流向第二输入输出端时，在一个工频周期内，第七开关管单元S7、第九开关管单元S₉和第十一开关管单元S₁₁关断；若第二输入输出端的A相交流电压为三相电压最小，则第八开关管单元S₈导通，第十开关管单元S₁₀和第十二开关管单元S₁₂关断，若第二输入输出端的B相交流电压为三相电压最小，则第十开关管单元S₁₀导通，第八开关管单元S₈和第十二开关管单元S₁₂关断，若第二输入输出端的C相交流电压为三相电压最小，则第十二开关管单元S₁₂导通，第八开关管单元S₈和第十开关管单元S₁₀关断，第一开关管单元S₁、第二开关管单元S₂、第三开关管单元S₃、第四开关管单元S₄、第五开关管单元S₅和第六开关管单元S₆以SPWM调制方式带有死区时间互补开通。

具体的，当第二电源/负载6的A相交流电压为三相电压最小时，第八开关管单元S₈导通，第十开关管单元S₁₀和第十二开关管单元S₁₂关断，并在第四开关管单元S₄导通时由第一电源/负载1和第一导通支路实现对第一滤波电感L₁充电储能，在第四开关管单元S₄关断时将第一滤波电感L₁存储的能量和第一电源/负载1提供的能量一起传输给直流母线电容3，从而将直流母线电压抬升至较高值而不跌落，有效实现直流升压功能，同时由于第一开关管单元S₁和第四开关管单元S₄，第三开关管单元S₃和第六开关管单元S₆，五开关管单元S₅和第二开关管单元S₂始终分别以SPWM方式在互补开通，可以有效实现A、B、C三相逆变输出。

此时，对于A相，当A相线电压输出为正极性，在第一开关管单元S₁导通时，由直流母线电容3、第一开关管单元S₁、第六开关管单元S₆和第二滤波模块5中的A相滤波回路(包括第二滤波电感L_f1、第二滤波电容C_f1和第三滤波电感L_f2)一起构成导通回路，由第一开关管单元S₁、第三开关管单元S₃和第二滤波模块5中的A相滤波回路构成续流回路，在第一开关管单元S₁关断时，由第四开关管单元S₄、第六开关管单元S₆和第二滤波模块5中的A相滤波回路构成续流回路，从而实现A相逆变功能；当A相输出的交流线电压极性为负时，在第三开关管单元S₃导通时，由直流母线电容3、第三开关管单元S₃、第四开关管单元S₄和第二滤波模块5中的A相滤波回路一起构成导通回路，由第一开关管单元S₁、第三开关管单元S₃和第二滤波模块5中的A相滤波回路构成续流回路，在第三开关管单元S₃关断时，由第四开关管单元S₄、第六开关管单元S₆和第二滤波模块5中的A相滤波回路构成续流回路，从而实现A相逆变功能。对于B相，当B相线电压输出为正极性，在第一开关管单元S₁导通时，由直流母线电容3、第一开关管单元S₁、第二开关管单元S₂和第二滤波模块5中的B相滤波回路(包括第二滤波电感L_f1、第四滤波电容C_f3和第四滤波电感L_f3)一起构成导通回路，由第一开关管单元S₁、第五开关管单元S₅和第二滤波模块5中的B相滤波回路构成续流回路，在第一开关管单元S₁关断时，由第四开关管单元S₄、第二开关管单元S₂和第二滤波模块5中的B相滤波回路构成续流回路，从而实现B相逆变功能；当B相输出的交流线电压极性为负时，在第五开关管单元S₅导通时，由直流母线电容3、第五开关管单元S₅、第四开关管单元S₄和第二滤波模块5中的B相滤波回路一起构成导通回路，由第一开关管单元S₁、第五开关管单元S₅和第二滤波模块5中的B相滤波回路构成续流回路，在第五开关管单元S₅关断时，由第四开关管单元S₄、第二开关管单元S₂和第二滤波模块5中的B相滤波回路构成续流回路，从而实现B相逆变功能。对于C相，当C相线电压输出为正极性，在第三开关管单元S₃导通时，由直流母线电容3、第三开关管单元S₃、第二开关管单元S₂和第二滤波模块5中的C相滤波回路(包括第三滤波电感L_f2、第三滤波电容C_f2和第四滤波电感L_f3)一起构成导通回路，由第三开关管单元S₃、第五开关管单元S₅和第二滤波模块5中的C相滤波回路构成续流回路，在第三开关管单元S₃关断时，由第六开关管单元S₆、第二开关管单元S₂和第二滤波模块5中的C相滤波回路构成续流回路，从而实现C相逆变功能；当C相输出的交流线电压极性为负时，在第五开关管单元S₅导通时，由直流母线电容3、第五开关管单元S₅、第六开关管单元S₆和第二滤波模块5中的C相滤波回路一起构成导通回路，由第三开关管单元S₃、第五开关管单元S₅和第二滤波模块5中的C相滤波回路构成续流回路，在第五开关管单元S₅关断时，由第六开关管单元S₆、第二开关管单元S₂和第二滤波模块5中的C相滤波回路构成续流回路，从而实现C相逆变功能。

当第二电源/负载6的B相交流电压为三相电压最小时，第十开关管单元S₁₀导通，第八开关管单元S₈和第十二开关管单元S₁₂关断，并在第六开关管单元S₆导通时由第一电源/负载1和第二导通支路实现对第一滤波电感L₁充电储能，在第六开关管单元S₆关断时将第一滤波电感L₁存储的能量和第一电源/负载1提供的能量一起传输给直流母线电容3，从而将直流母线电压抬升至较高值而不跌落，有效实现直流升压功能。逆变工作过程与上述A相交流电压为三相电压最小时的基本一致，此处不再赘述。

当第二电源/负载6的C相交流电压为三相电压最小时，第十二开关管单元S₁₂导通，第八开关管单元S₈和第十开关管单元S₁₀关断，并在第二开关管单元S₂导通时由第一电源/负载1和第三导通支路实现对第一滤波电感L₁充电储能，在第二开关管单元S₂关断时将第一滤波电感L₁存储的能量和第一电源/负载1提供的能量一起传输给直流母线电容3，从而将直流母线电压抬升至较高值而不跌落，有效实现直流升压功能。逆变工作过程与上述A相交流电压为三相电压最小时的基本一致，此处不再赘述。

双向DC-AC变换器中的能量由第二输入输出端流向第一输入输出端时，在一个工频周期内，第八开关管单元S₈、第十开关管单元S₁₀和第十二开关管单元S₁₂关断；若第二输入输出端的A相交流电压为三相电压最小，则第七开关管单元S₇导通，第九开关管单元S₉和第十一开关管单元S₁₁关断，若第二输入输出端的B相交流电压为三相电压最小，则第九开关管单元S₉导通，第七开关管单元S₇和第十一开关管单元S₁₁关断，若第二输入输出端的C相交流电压为三相电压最小，则第十一开关管单元S₁₁导通，第七开关管单元S₇和第九开关管单元S₉关断，第一开关管单元S₁、第二开关管单元S₂、第三开关管单元S₃、第四开关管单元S₄、第五开关管单元S₅和第六开关管单元S₆以SPWM调制方式带有死区时间互补开通。

具体的，当第二电源/负载6的A相交流电压为三相电压最小时，第七开关管单元S₇导通，第九开关管单元S₉和第十一开关管单元S₁₁关断，并在第一开关管单元S₁导通时将直流母线电容3在整流阶段存储的能量流经第一导通支路实现对第一滤波电感L₁充电储能以及对第一电源/负载1供电，在第一开关管单元S₁关断时将第一滤波电感L₁存储的能量由第四开关管单元S₄传输给第一电源/负载1供电，从而将直流母线电压降至稳定输出的负载电压，有效实现降压功能；而基于第一开关管单元S₁和第四开关管单元S₄，第三开关管单元S₃和第六开关管单元S₆，五开关管单元S₅和第二开关管单元S₂始终分别以SPWM方式在互补开通，可以有效完成A、B、C三相整流功能并将母线电压维持在控制值，具体为：

对于A相，当A相线电压输出为正极性，第一开关管单元S₁导通时，由第二电源/负载6、第一开关管单元S₁、第六开关管单元S₆和第二滤波模块5中的A相滤波回路构成导通回路，给直流母线电容3充电，在第一开关管单元S₁关断时，由四开关管单元S₄、第六开关管单元S₆和第二滤波模块5中的A相滤波回路构成续流回路，从而实现整流功能；当A相输出的交流线电压极性为负时，在第三开关管单元S₃导通时，由第二电源/负载6、第三开关管单元S₃、第四开关管单元S₄和第二滤波模块5中的A相滤波回路构成导通回路，给直流母线电容3充电，在第三开关管单元S₃关断时，由四开关管单元S₄、第六开关管单元S₆和第二滤波模块5中的A相滤波回路构成续流回路，从而实现整流功能。对于B相，当B相线电压输出为正极性，在第一开关管单元S₁导通时，由第二电源/负载6、第一开关管单元S₁、第二开关管单元S₂和第二滤波模块5中的B相滤波回路构成导通回路，给直流母线电容3充电，在第一开关管单元S₁关断时，由第二开关管单元S₂、第四开关管单元S₄和第二滤波模块5中的B相滤波回路构成续流回路，从而实现整流功能；当B相输出的交流线电压极性为负时，在第五开关管单元S₅导通时，由第二电源/负载6、第五开关管单元S₅、第四开关管单元S₄和第二滤波模块5中的B相滤波回路构成导通回路，给直流母线电容3充电，在第五开关管单元S₅关断时，由第二开关管单元S₂、第四开关管单元S₄和第二滤波模块5中的B相滤波回路构成续流回路，从而实现整流功能。对于C相，当C相线电压输出为正极性，在第三开关管单元S₃导通时，由第二电源/负载6、第三开关管单元S₃、第二开关管单元S₂和第二滤波模块5中的C相滤波回路构成导通回路，给直流母线电容3充电，在第三开关管单元S₃关断时，由第二开关管单元S₂、第六开关管单元S₆和第二滤波模块5中的C相滤波回路构成续流回路，从而实现整流功能；当C相输出的交流线电压极性为负时，在第五开关管单元S₅导通时，由第二电源/负载6、第五开关管单元S₅、第六开关管单元S₆和第二滤波模块5中的C相滤波回路构成导通回路，给直流母线电容3充电，在第五开关管单元S₅关断时，由第二开关管单元S₂、第六开关管单元S₆和第二滤波模块5中的C相滤波回路构成续流回路，从而实现整流功能。

当第二电源/负载6的B相交流电压为三相电压最小时，第九开关管单元S₉导通，第七开关管单元S₇和第十一开关管单元S₁₁关断，降压能量转移回路将由第二支路能量流动开关单元提供。整流工作过程与上述A相交流电压为三相电压最小时的基本一致，此处不再赘述。

当第二电源/负载6的C相交流电压为三相电压最小时，第十一开关管单元S₁₁导通，第七开关管单元S₇和第九开关管单元S₉关断，降压能量转移回路将由第三支路能量流动开关单元提供。整流工作过程与上述A相交流电压为三相电压最小时的基本一致，此处不再赘述。

其中，A相交流电压为第二滤波电感的第二端的交流电压，B相交流电压为第三滤波电感的第二端的交流电压，C相交流电压为第四滤波电感的第二端的交流电压。

优选的，本实施例中各开关管单元可包括至少两个相互并联的Cascode型GaNHEMT(参考图4)，由此可以大大提升DC-AC变换器的开关频率(开关频率高于100kHz)，从而降低电感、电容等无源器件的体积与重量，提高系统的功率密度，并且可以提高变换效率。

示例性的，图11为本发明实施例三提供的三相双向DC/AC变换器的电路图。如图11所示，该三相双向DC/AC变换器中，第一开关管单元S₁包括并联的第一开关管T₁₁和第二开关管T₁₂，第四开关管单元S₄包括并联的第七开关管T₄₁和第八开关管T₄₂，第三开关管单元S₃包括并联的第五开关管T₃₁和第六开关管T₃₂，第六开关管单元S₆包括并联的第十一开关管T₆₁和第十二开关管T₆₂，第五开关管单元S₅包括并联的第九开关管T₅₁和第十开关管T₅₂，第二开关管单元S₂包括并联的第三开关管T₂₁和第四开关管T₂₂。第七开关管单元S₇包括并联的第十三开关管T₇₁和第十四开关管T₇₂，第八开关管单元S₈包括并联的第十五开关管T₈₁和第十六开关管T₈₂，第九开关管单元S₉包括并联的第十七开关管T₉₁和第十八开关管T₉₂，第十开关管单元S₁₀包括并联的第十九开关管T₁₀₁和第二十开关管T₁₀₂，第十一开关管单元S₁₁包括并联的第二十一开关管T₁₁₁和第二十开关管T₁₁₂，第十二开关管单元S₁₂包括并联的第二十三开关管T₁₂₁和第二十四开关管T₁₂₂。

上述开关管T₁₁～T₁₂₂均为Cascode型GaN HEMT，工作时的开关频率高于100kHz，降低了电感、电容等无源器件的体积与重量，提高了系统的功率密度，并且可以提高变换效率。

另外，为实现对各开关管单元的驱动控制，控制单元9分别采样双向DC/AC变换器中第一电源/负载1的端电压V₁、第二电源/负载6的各相相电压电压V₂₁、V₂₂和V₂₃、直流母线电压V_DC和流过第二电源/负载6的电流I_O，用于判断双向DC/AC变换器的能量流向，并输出驱动信号控制开关管单元S₁～S₁₂工作。如图12所示，可对三相电压进行单极性调制，得到开关管单元S₁～S₆的驱动信号，再由各相电压比较判定得到相电压最小的相位信号作为开关管单元S₇～S₁₂的驱动信号。

基于上述方案，本实施例对上述三相双向DC-AC变换器升压和逆变功能以及整流和降压功能进行了验证。图13为本发明实施例三提供的在第一电源的电压V1＝100V，第二负载的各相电压V2＝220V，系统功率P＝1500W实现升压和逆变功能时的实验波形图。图中可以看出，三相输出电压均高于第一电压V1(输入电压)且输出波形为标准的正弦电压，各相之间对称性较好，因此，该三相双向DC-AC变换器很好地实现了升压与逆变的功能。图14为本发明实施例三提供的在第一负载的电压V1＝100V，第二电源的各相电压V2＝220V，系统功率P＝1500W实现整流和降压功能时的实验波形图。图中可以看出，第二电压V2(输入电压)通过PWM整流将直流母线电压控制在700V，同时通过加入的电压控制环将第一电压V1(输出电压)控制在100V，需要说明的是，由于在三相双向DC/AC变换器中直流母线电压存在一定的三倍频脉动，所以第一滤波电感电流i_L1和第一电压V1也存在一定的脉动，但该三相双向DC-AC变换器整体实现整流和降压控制功能较好。

本发明实施例二提供的三相双向DC-AC变换器，既实现了直流-直流变换以及直流-交流变换两个功能，以及能量双向自由传输与调节，又通过将Cascode型GaN HEMT应用在该双向DC/AC变换器中，大大提升了双向DC/AC变换器的开关频率，从而降低电感、电容等无源器件的体积与重量，提高系统的功率密度，并且可以提高变换效率，同时为多相双向DC-AC变换器的研究开辟的道路。

注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整、相互结合和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。