阅读说明：本技术 自适应均衡与定时恢复之间的减缓交互 (Mitigating interaction between adaptive equalization and timing recovery ) 是由 Y·阿曾科特 B·R·泽德尔 于 2018-05-02 设计创作，主要内容包括：用于通过自适应均衡器以时钟相位校正来减少干扰而恢复时钟信号的定时恢复的系统和方法。定时恢复环路中的均衡器可动态地适配随时间变化的当前信道特性。当达到良好的信噪比(SNR)时,均衡器滤波器的抽头权重的选定集合将被冻结或设置为较小的值,而其他集合将继续适配并且定时恢复环路将继续时钟恢复过程。因此,可以通过限制相对于整个定时恢复环路的适配时间或速度来调整均衡的适配,以减弱均衡滤波器对时钟延迟校正的影响。(Systems and methods for timing recovery for recovering a clock signal with an adaptive equalizer with clock phase correction to reduce interference. An equalizer in the timing recovery loop may dynamically adapt to current channel characteristics that vary over time. When a good signal-to-noise ratio (SNR) is reached, the selected set of tap weights of the equalizer filter will be frozen or set to a smaller value, while the other sets will continue to adapt and the timing recovery loop will continue the clock recovery process. Thus, the adaptation of the equalization can be adjusted by limiting the adaptation time or speed relative to the entire timing recovery loop to mitigate the effect of the equalization filter on the clock delay correction.)

自适应均衡与定时恢复之间的减缓交互

相关申请的交叉引用

本申请涉及：于2016年5月10日提交的标题为“TIMING RECOVERY WITH ADAPTIVECHANNEL RESPONSE ESTIMATION”的共同待决、共同转让的美国专利申请号15/151,154；于2016年6月23日提交的标题为“RESOLVING INTERACTION BETWEEN CHANNEL ESTIMATIONAND TIMING RECOVERY”的共同待决、共同转让的美国专利申请号15/191,229；以及于2016年10月27日提交的标题为“MITIGATING INTERACTION BETWEEN ADAPTIVE EQUALIZATIONAND TIMING RECOVERY”的共同待决、共同转让的美国专利申请号15/336,435。上述专利申请的内容通过引用整体并入本文用于所有目的。

技术领域

本公开总体涉及通信中的信号处理领域，并且更具体地涉及信号处理中的定时恢复领域。

背景技术

在通信系统中，发射器以诸如数据比特的符号向接收器发送数据流。由于接收器时钟通常与发射器时钟不同步，因此接收器需要从所接收的信号本身正确地恢复时钟。附加地，当数据在通信信道上传输时，由于各种类型的噪声(诸如，衰落、振荡器漂移、频率和相位偏移以及接收器热噪声)，通常在相位和振幅方面失真。在接收器处，系统还在时域中经受噪声和定时抖动。因此，接收器需要定时恢复过程来获得符号同步，特别地校正时钟延迟并导出用于对所接收的信号进行采样并实现最佳信噪比(SNR)的最佳时钟相位。

一般地，在接收器的基于均衡器的定时恢复环路中，采用自适应均衡器来减缓由信道失真引起的码间干扰(ISI)的影响。自适应均衡器使得均衡过程能够适配信道特性随时间的变化。通常地，通过动态地调整均衡参数(诸如，均衡滤波器的抽头权重)来执行适配。

自适应均衡本身也可以导致对嵌入在所接收的信号中的输入时钟的时间延迟进行校正，这不希望地干扰了整个定时恢复环路中、例如待由同一定时恢复环路中的VCO、相位检测器和环路滤波器执行的时钟恢复过程。特别地，干扰可能导致经恢复的数据符号从其优化位置偏移。因此，期望仅定时恢复环路对所接收的信号中的输入时钟的延迟进行校正。

常规地，一旦实现获取，通过冻结或减慢均衡器的适配来解决自适应均衡器与相关联的定时恢复环路之间的有问题交互。更具体地，均衡滤波器的所有抽头权重是固定的或以小步长进行调整，以防止与时间延迟校正有关的定时恢复回路的交互。不幸的是，冻结或减慢均衡器适配过程不可避免地损害了均衡器跟踪信道特性随时间变化的能力。

发明内容

因此，本文公开的内容提供了减少或消除基于均衡器的定时恢复环路中自适应均衡与定时恢复之间的时钟延迟校正的交互并且仍保持均衡过程中的适配能力的机制。

在本公开的一个方面，本公开的实施例通过限制相对于整个定时恢复环路的适配时间或速度来控制均衡的适配，以限制或消除均衡滤波器对时钟延迟校正的影响。更具体地，在一些实施例中，在达到良好的信噪比(SNR)时，均衡器滤波器的抽头权重的选定集合被冻结，而其他集合继续适配并且定时恢复环路继续时钟恢复过程。在一些其他实施例中，在达到良好的信噪比(SNR)时，减小选定的步长集合，以相对于定时恢复环路速度来减慢适配速度。

在本公开的另一方面，本公开的实施例采用了均衡器，均衡器能够检测由均衡适配导致的时钟延迟的校正，并且因此能够在将均衡信号发送给定时恢复环路中的相位检测器和其他下游组件之前补偿校正，以进行时钟恢复。在均衡适配过程中，均衡器系数被动态地适配(adapt)于通信信道的时变信道特性。同时，确定当前的滤波器中心(COF)值，并将其用作由均衡适配产生的时钟延迟校正的量度。在一些实施例中，根据相位检测器的配置，将COF定义为一个或多个抽头权重的函数。

在操作期间，均衡滤波器的抽头权重随时间变化，以适配通信信道特性的变化。计算滤波器的当前COF值，并将当前COF值与标称COF值进行比较来生成COF偏移量。通过内插/外推选定抽头权重的另一集合，可以基于COF偏移量来调整选定抽头权重的集合。反馈经调整的抽头权重来进行自适应均衡，从而减少COF偏移量。结果，由自适应均衡处理引入的时钟延迟校正被补偿，并且可以由自适应均衡处理引入的时钟延迟与定时恢复环路的交互被有效且有利地防止。

根据本公开的一个实施例，对经由串行链路传输的信号进行定时恢复的方法包括：在自适应均衡过程中，生成响应于数字输入信号的均衡信号。与数字输入信号相关联的时钟延迟的校正由动态均衡适配引起。通过监视均衡滤波器的COF值来检测时钟延迟的校正。基于COF值，通过更新均衡滤波器的选定抽头权重来调整均衡过程，从而补偿由于均衡适配而产生的所检测的校正。

前述内容是发明内容，因此必然包含细节的简化、概括和省略；因此，本领域技术人员将理解，发明内容仅是例示性的，而绝非旨在进行限制。仅由权利要求书限定的本发明的其他方面、发明特征和优点将在以下阐述的非限制性详细描述中变得显而易见。

现在将详细参考本发明的优选实施例，其示例在附图中示出。尽管将结合优选实施例来描述本发明，但是应当理解，它们并不旨在将本发明限制于这些实施例。相反，本发明旨在涵盖可以包括在由所附权利要求书限定的本发明的精神和范围内的备选、修改和等同形式。此外，在本发明的实施例的以下详细描述中，阐述了许多具体细节以提供对本发明的透彻理解。然而，本领域普通技术人员将认识到，可以在没有这些具体细节的情况下实践本发明。在其他情况下，没有详细描述公知的方法、过程、组件和电路，以免不必要地模糊本发明的实施例的各方面。尽管为清楚起见，可将方法描述为经编号的步骤序列，但是编号不一定指示步骤的顺序。应当理解，可以跳过、并行执行或在不要求保持严格顺序序列的情况下执行一些步骤。示出本发明的实施例的附图是半示意性的并且没有按比例绘制，并且特别地，一些尺寸是为了清楚呈现，并且在附图中被放大地示出。类似地，尽管为了便于描述，附图中的视图通常示出相似的取向，但是在附图中的这种描述在大多数情况下是任意的。通常，本发明可以在任何取向上进行操作。

附图说明

通过结合附图阅读下面的详细描述，将会更好地理解本发明的实施例，其中相同的附图标记表示相同的元件，并且其中：

图1图示了根据本公开的实施例的能够补偿由均衡适配引起的时钟延迟校正的示例性基于均衡器的定时恢复环路的配置；

图2图示了根据本公开的实施例的示例性控制逻辑的配置，示例性控制逻辑耦合至自适应均衡器并且可操作用于检测和补偿由自适应均衡器引入的时钟延迟校正。

图3图示了根据本公开的实施例的可以在基于均衡器的定时恢复环路中使用的示例性相位检测器的配置；

图4图示了根据本公开的实施例的耦合至均衡器滤波器的示例性COF补偿逻辑的配置；

图5是根据本公开的实施例的用于示例性均衡过程的伪代码的流程图，其中均衡适配被启用并且COF校正被禁用；

图6是根据本公开的实施例的用于示例性均衡过程的伪代码的流程图，其中均衡适配和COF校正均被启用；以及

图7是根据本公开的实施例的用于示例性均衡过程的伪代码的流程图，其中均衡适配和COF校正均被启用。

图8图示了根据本公开的另一实施例的示例性控制逻辑的配置，示例性控制逻辑耦合至自适应均衡器并且可操作以调整由自适应均衡器引入的时钟延迟校正。

图9图示了根据本公开的实施例的控制信道响应自适应时间的示例性过程。

图10图示了根据本公开的另一实施例的控制均衡适配速度的示例性过程。

具体实施方式

总体而言，本公开的实施例提供了定时恢复机制，用于恢复时钟信号并且仍然保留防止就时钟相位恢复而言自适应均衡器和整个定时恢复环路之间发生不期望的交互的能力。特别地，对于均衡器滤波器(或均衡滤波器)，当前的滤波器中心(COF)值和标称COF值之间的偏移量被用作由自适应均衡过程产生的时钟相位校正的量度。在一些实施例中，COF可以被定义为两个选定抽头权重的函数或等于选定的抽头权重。例如通过基于偏移量对选定的抽头权重进行内插/外推来调整均衡器滤波器的抽头权重，以减小偏移量。以这种方式，补偿了由自适应均衡过程贡献的时钟延迟校正，并且减少或消除了其与定时恢复过程的潜在交互。

此外，为了防止均衡器和整个定时恢复环路之间在时钟相位恢复方面发生不良交互，还可以根据速度或时间来控制均衡适配，以限制或消除均衡器对时钟相位校正的影响。

如上所述，当均衡器自适应于时变信道特性时，均衡器可以引起时钟延迟校正。适配通常通过对均衡器滤波器的抽头权重进行适配来实现。图1图示了根据本公开的实施例的能够补偿由均衡适配(adaptation)引起的时钟延迟校正的示例性基于均衡器的定时恢复环路100的配置。

如图所示，定时恢复环路100包括模数转换器(ADC)110、均衡器111、切片器112、选择器113、相位检测器114、环路滤波器115和压控振荡器(VCO)116。所接收的模拟信号R_x101由ADC110转换为数字信号d_k 102，然后将数字信号d_k 102提供给均衡器111和切片器113。均衡器111用于在信号中呈现平坦的频率响应并且输出均衡信号x_k 103。在切片器112处采样之后，产生估计符号a_k 104并将其提供给相位检测器114。

通过对均衡信号x_k 103和估计符号a_k 104进行比较来生成误差信号e_k 105。误差信号e_k 105和均衡信号x_k 103也借助选择器113馈送到相位检测器114。

相位检测器114基于选择器输出e_k'107与估计符号a_k 104之间的差来生成相位误差。环路滤波器115对相位误差求平均，并且VCO 116基于平均相位误差对有效采样频率和相位进行调整。结果，从VCO 116生成恢复时钟信号106，并且进而将恢复时钟信号106用于为ADC 110提供时钟来进行采样以及向下游处理逻辑提供时钟。符号同步的性能可以由信噪比(SNR)或与数据流中的噪声水平有关的其他合适的参数来指示。

相位检测器114、环路滤波器115和VCO 116可以以本领域中众所周知的任何合适的配置来实现。例如，相位检测器114可以基于如下更详细描述的Mueller Muller算法。环路滤波器115可以是用于二阶锁相环(PLL)的典型数字滤波器。VCO 116可以包括锁相环(PLL)。备选地，VCO 116可以利用使用可编程增益元件的相位内插器、数字内插器和/或模拟内插器来代替。例如，数字内插器包括寄存器和加法器。模拟相位内插器接收参考时钟，并输出具有随着输入变化的相位的时钟信号。附加地，在不脱离本公开的范围的情况下，能够补偿由均衡适配引起的时钟延迟校正的基于均衡器的定时恢复环路可以包括本领域中公知的各种其他组件。

自适应均衡器111可以是经由有限脉冲响应(FIR)滤波器实现的前馈均衡器(FFE)或包括FFE的决策导向均衡器(DDE)和反馈均衡器(FBE)。然而，本公开不限于此。

均衡器滤波器(例如，FIR滤波器)是使得滤波器能够跟踪传输信道随时间的任何变化的自适应滤波器。在适配期间，可以借助最小均方(LMS)适配过程、利用抽头的可编程步长来更新均衡器滤波器的抽头权重。特别地，通常对于主要的三个抽头(即，参考抽头(RefTap)和RefTap之前和之后的抽头)具有不同的步长。

适配还可以导致信道中的时间延迟的校正。如上所述，这是有问题的，因为它可能会干扰整个定时恢复环路的定时恢复。根据本公开，自适应均衡器111耦合至控制逻辑120，控制逻辑120被配置为控制均衡适配来减缓或防止时间延迟校正中的干扰。

根据本公开的一个方面，可以通过减慢或暂停均衡器中选定主抽头的适配来减轻时钟延迟校正中的干扰。更具体地，在一些实施例中，控制逻辑120能够在均衡过程期间例如在均衡信号中检测SNR。在实现满意的SNR之后，控制逻辑120例如通过将w_-1和w₁抽头的步长设置为0，指示冻结均衡器滤波器的w_-1抽头(在RefTap之前)和w₁抽头(在RefTap之后)的抽头权重。所有其他权重(抽头)可以继续适配。结果，均衡器滤波器的适配被大大减慢。

在一些其他实施例中，控制逻辑120可以相对于定时恢复环路1/BW减慢均衡器滤波器中的主抽头的适配，其中BW是定时恢复环路带宽。例如，这可以通过对两个主权重(w_-1和w₁抽头)使用较小的步长来实现。所有其他抽头都可以以更高的速度适配随时间变化的信道。

根据本公开的另一方面，控制逻辑被配置为实时地检测由于均衡滤波器的适配而导致的时间延迟的校正量，并且通过修改滤波器的抽头权重来动态地补偿校正。本公开不限于用于监视由均衡适配导致的时间延迟的校正量的任何特定参数。

如下面更详细地描述的，在一些实施例中，滤波器中心(COF)可以用作在自适应均衡期间引入的时钟延迟校正的量度。在一些实施例中，滤波器中心(COF)的定义取决于在定时恢复环路中使用的相位检测器的类型(如图3所示)。在本文中详细描述的示例中，

其中，w₁是RefTap之后的抽头权重，w_-1是RefTap之前的抽头权重，RefTap是与最大抽头权重相关联的抽头。由于适配或COF补偿，均衡器权重发生任何变化后，可以连续计算COF并将其连续保存到寄存器中。可以理解，本公开不限于COF的任何特定定义。同样，COF的定义可以随着本文中的定时恢复环路及其组件的特定配置而变化。

图2图示了根据本公开的实施例的示例性控制逻辑220的配置，示例性控制逻辑220耦合至自适应均衡器210并且可操作来检测和补偿由自适应均衡器210引入的时钟延迟校正。可以理解，本公开不限于任何特定类型的均衡器或任何特定过程或自适应均衡的机制。均衡器的实现取决于特定实施例中的适配过程(例如，LMS适配过程或本领域公知的任何其他方法)。在该示例中，均衡器210包括具有多个抽头的滤波器(例如，具有8个抽头的FIR滤波器)。由均衡器210中的适配逻辑控制，均衡器滤波器的抽头权重借助LMS适配过程来适配。

根据本公开的实施例，控制逻辑220包括SNR检测模块221、模式选择模块222和补偿逻辑230。补偿逻辑230被配置为实时地检测并相应地补偿由自适应均衡过程引起的时钟相位校正。在所示的示例中，补偿逻辑230配备有COF偏移量确定逻辑231，该COF偏移量确定逻辑231用于基于均衡器210中的滤波器的抽头权重来计算COF偏移量。COF偏移量对应于可以由COF_Nom确定逻辑233确定的、当前COF和COF_nom值之间的差。COF偏移量用于指示由自适应均衡过程贡献的时钟延迟校正的量和方向(正或负)。

如下面更详细地描述的，补偿逻辑230中的内插/外推逻辑252对选定抽头权重的集合进行内插和/或外推，以基于COF偏移量来调整选定抽头权重的另一集合。可以使用逻辑电路、可编程微控制器、其组合或任何其他合适的手段来实现控制逻辑220。

模式选择逻辑222可以通过选择性地禁用或启用均衡器210的适配逻辑和补偿逻辑230来选择均衡器210的操作模式。可以基于由SNR检测逻辑221检测的SNR来选择操作模式。下面参考图5至图7更详细地描述各种操作模式。

在操作期间，经调整的抽头权重202从控制逻辑220输出、提供给均衡器210并且用于均衡，从而导致减小的COF偏移量。结果，可以补偿由自适应均衡引入的时钟延迟校正，并且可以有效且有利地防止其与定时恢复环路的交互。另外，由于基于使用COF偏移量作为量度动态计算的时间延迟校正来调整的抽头权重，所以有利地将对由抽头权重调整引起的均衡适配的干扰控制在最低水平。

图3图示了根据本公开的一个实施例的可以在基于均衡器的定时恢复环路中使用的示例性相位检测器的配置。相位检测器可以用作图1中的相位检测器114。定时恢复回路可以配备有更多个类型的相位检测器。根据启用的相位检测器的配置，COF补偿逻辑可以选择对应的COF计算。图310示出了基于缪勒-马勒(Mueller Muller)(MM)算法的“类型A(typeA)”的相位检测器的配置。(原始)缪勒-马勒(Mueller Muller)(MM)相位检测器类型A由下式给出：

x_ka_k-1-x_k-1a_k

其中，对于基于均衡器的定时恢复，x_k是第k个样本处的切片器输入，而a_k是第k个样本处的切片器决策(如图1所示)。

在MM类型A的备选实现中，

e_k-1·(a_k-a_k-2)

其等效于：

e_k-1a_k-e_k-1a_k-2

-(e_k-1a_k-2-e_k-1a_k)

由于环路将相位检测器的输出进行平均，因此第一项的索引可以移动+1，从而得到：

-(e_ka_k-1-e_k-1a_k)。

这等效于原始MM类型A的等式。

图320示出了基于缪勒-马勒算法的“类型B(1)”相位检测器的配置。图330示出了基于缪勒-马勒算法的“类型B(2)”相位检测器的配置。MM相位检测器类型B(1)可以由下式给出：

x_ka_k-1

在另一版本的缪勒-马勒PD类型B中，切片器误差e_k替换了切片器输入_xk，从而得到：

-e_ka_k-1。

当使用MM类型B相位检测器时，定时恢复环路将后光标w₁调零。

在类型B(2)的相位检测器中，切片器误差e_k替换切片器输入-x_k，得到：

-(e_ka_k-1-e_k-1a_k)

其中切片器误差e_k由下式给出

e_k＝a_k-x_k。

因为a_k的均值为零，所以这两个版本是等效的。

在另一版本的缪勒-马勒PD类型B中，切片器误差e_k替换了切片器输入x_k，从而得到

e_k-1a_k。

在等式1中呈现了与这些类型的相位检测器相对应的COF的示例性定义。这些类型的相位检测器的功能在本领域中是众所周知的，并且为简洁起见，省略了与之相关的详细描述。可以理解，在不脱离本公开的范围的情况下，也可以使用任何其他合适类型的相位检测器。在这种情况下，COF的定义可以相应变化。

图4图示了根据本公开的实施例的耦合至均衡器滤波器410的示例性COF补偿逻辑430的配置。COF确定逻辑431可以接收均衡器滤波器410的抽头权重401，并且计算均衡器滤波器410的当前COF值(或“COF”)(例如，如等式1所定义的)。计算COF并在由于适配或COF校正导致抽头权重发生任何变化后，将其连续保存到寄存器。

COF补偿逻辑430包括：存储标称COF值(COF_nom)的寄存器433，用于计算COF的COF确定逻辑431，用于生成COF偏移量的加法器435，用于将COF偏移量与系数μ相乘来生成误差403的乘法器434，以及内插/外推逻辑432。

在操作期间，如果COF相对于COF_nom移位，则可以通过修改均衡器滤波器的选定抽头集合(例如，主要的三个抽头)来校正COF。一种备选方法是修改均衡器滤波器410的所有抽头权重。可以通过对主要的三个或五个抽头等进行内插/外推来执行对抽头权重的修改等。

例如，如果由于LMS使得均衡器滤波器的COF相对于COF_nom(如存储在COF_nom寄存器中)移位，则通过修改均衡器的主要两个或一个抽头来校正COF。经更新的两个主要权重由误差(例如，图4中的误差403)校正：

e＝μ·(COF-COF_nom) (等式2)

其中系数μ可以取决于可编程值n。例如，μ可以被定义为

其中可以将默认值设置为n＝4；并且当n＝31时，禁用COF校正。

可以以各种合适的方法来实现COF校正。在第一示例性方法中，COF校正基于3个(或5个)主抽头、经由线性插值来执行。当使用5个主抽头时，应用线性插值来获得3个经校正的主抽头。当使用3个主抽头时，使用内插或外推来获得经校正的3个主抽头。

为了简化实现，可以近似地计算差ΔCOF＝COF-COF_nom，因此实现可以使用移位器代替乘法器。例如，它可以近似为：

其中“rnd”表示舍入，abs表示绝对值。当ΔCOF＝0时，设置e＝0。

基于3个抽头权重的两个主抽头(RefTap之前和之后)的校正可以通过以下方式给出：

y₁＝(w₁-w₀)·e+w₁

y_-1＝(w₀-w_-1)·+w_-1

其中三个旧的主权重是w_-1、w₀、w₁，而新的三个权重是y_-1、y₀、y₁。在该示例中，未校正RefTap的权重。

但是，在备选的实施例中，可以结合如上所示对其他两个主抽头的校正来校正RefTap。RefTap校正可表示为：

y₀＝(w₁-w₀)·e+w₀，e≥0

y₀＝(w₀-w_-1)·e+w₀，e＜0

在第二示例性方法中，主要的3个抽头的校正基于5个抽头权重。例如，新的3个主要权重y_i，i＝-1,0,+1，可以通过以下方式给出：

y_i＝(w_i+1-w_i)·e+w_i，e≥0，i＝-1，0，+1

y_i＝(w_i-w_i-1)·e+w_i，e＜0，i＝-1，0+1

即，

y₀＝(w1-w0)·e+w0，e≥0

y₀＝(w₀-w_-1)·e+w₀，e＜0

y₁＝(w₂-w₁)·e+w₁，e≥0

y₁＝(w₁-w₀)·e+w₁，e＜0

y_-1＝(w₀-w_-1)·e+w_-1，e≥0

y_-1＝(w_-1-w_-2)·e+w_-1，e＜0

在第三示例性方法中，在连续的周期中交替地调整两个主权重w₁和w_-1。例如，

w₁＝w₁-e

w_-1＝w_-1+e。

交替的持续时间可以由计数器设置。例如，持续时间的默认值设置为1，并且校正序列为：w₁，w_-1，w₁，w_-1，...等。可以使用“状态(STATE)”寄存器，在计数器到达终点后，“STATE”寄存器在0和1之间切换。当STATE＝0时，w_-1被更新，而当STATE＝1时，w₁被更新。

可编程寄存器“COF_TAP_CORRECTION”可以与状态寄存器组合使用，以基于COF偏移量来控制校正哪些抽头。例如，COF_TAP_CORRECTION的值可以如下定义：

尽管本文描述的本公开的实施例使用线性内插/外推，但是本领域中众所周知的各种其他合适的技术、机制、算法和方法可以用于修改抽头权重以用于COF校正目的。例如，可以指数或抛物线插值。此外，可以以本领域公知的任何其他合适的方法或算法中的COF校正的目的来更新均衡滤波器的抽头权重或其他类型的系数。

RefTap位置指代具有最大绝对抽头权重的主抽头的抽头索引。当由于适配或COF校正而更新抽头权重时，RefTap可以更改到另一位置(不同的抽头索引)。在一些实施例中，一旦由于更新抽头权重(例如，主要的三个抽头)而改变了RefTap的位置，则丢弃所更新的抽头权重并且加载这些抽头权重的先前值。

在不脱离本公开的范围的情况下，可以使用多种技术、过程、方法和算法来获取COF_nom。在一个实施例中，可以基于预期的信道特性来为用户分配COF_nom。在其他一些实施例中，可以通过使用多个候选COF_nom值、借助可编程调试来获得COF_nom。可以选择产生最佳性能的候选值作为用于后续信号处理的COF_nom。

在其他一些实施例中，在成功的定时恢复获取之后获得均衡器的标称COF，其中均衡器SNR高于可编程阈值，或者均衡器噪声低于可编程阈值。可以经由例如对平方切片器误差进行平均来获得均衡器噪声。

在获取状态下，定时恢复环路运行可编程数量的符号。可编程序号存储在寄存器中，并且用于定义获取过程的持续时间。均衡器信号的均方误差或SNR、均衡信号的均方误差和COF值被保存，同时基于所计算的COF偏移量的抽头权重更新被禁用。在获取结束时，可以选择与最佳SNR对应的COF作为COF_nom。在跟踪状态下，抽头权重将基于所计算的COF偏移量进行更新。

根据本公开的定时恢复环路可以根据是否启用COF补偿和均衡适配而以各种可选模式操作。在每个模式下，定时恢复环路可以在以下两个状态之一中操作：获取和跟踪。

在获取状态下，定时恢复环路运行由寄存器(“获取_持续时间”寄存器)设置的可编程数量的符号。在获取状态结束时，均衡信号和COF值的均方误差(停止更新)被保存。备选地，获取状态不由获取_持续时间寄存器控制，而是由固件控制。在跟踪状态下，定时恢复过程将连续运行。

在一些实施例中，如参考图5至图7更详细地描述的，最佳抽头权重和/或COF_nom可以在初始搜索阶段中获得，并且用作随后的均衡过程的初始值。参考图5至图7描述的过程可以由图1中的定时恢复回路100使用不同的配置来执行。

图5是根据本公开的实施例的用于示例性均衡过程500的伪代码的流程图，其中均衡适配被启用并且COF校正被禁用。在该模式下，均衡器滤波器抽头权重在获取状态下利用现有值(ready value)被初始化，并基于在初始搜索过程中对所得噪声的评估进行迭代适配(502-507)。将适配步骤设置为较小的值，以减少或消除时钟延迟校正中、均衡器和整个定时恢复循环之间的交互。例如，将RefTap之前和之后的两个主抽头的适配步骤设置为非常小的值或甚至为零。

更具体地，在501处，将噪声阈值(Best_Noise)设置为“最大(max)”。在502处，使用现有值的集合来将均衡器滤波器的抽头权重(EQ权重)初始化。在503处，获取状态被配置为使得均衡器s动态地自适应于信道特性，但是即使COF不等于COF_nom也不调整抽头权重。在504处，均衡器误差被平均并被保存为“噪声”。在505处，确定噪声是否小于Best_Noise。如果是，则在506处将抽头权重保存为“最佳EQ权重”。在507处检查迭代次数是否已耗尽。如果否，则重复前述的502-507来获得导致均衡器的令人满意的噪声水平的权重集合。

如果迭代次数已耗尽，则在508处将抽头权重分配给最佳EQ权重。在后续的均衡过程中，获取状态509和跟踪状态510二者，均衡器滤波器的抽头权重均是自适应。然而，即使COF不等于COF_nom，也不会基于COF来调整权重。

图6是根据本公开的实施例的启用均衡适配和COF校正的示例性均衡过程600的伪代码的流程图。例如，在获取和跟踪状态期间，对RefTap之前和之后的两个主抽头进行适配。COF被不断修改，并且COF校正尝试校正COF来使其接近COF_nom。

在获取状态下，均衡器滤波器的抽头权重和COF_nom被初始化。在应用均衡适配时，校正两个主抽头的权重，以使得COF保持接近COF_nom。在获取之后，如果SNR低于可编程阈值，则将COF_nom和均衡器的抽头权重的另一集合初始化，并且重新启动定时恢复环路，直到SNR高于某个阈值。一个备选的方法是选择在两个调试之间实现最大SNR的COF_nom和均衡器的最佳初始抽头权重集合。

更具体地，在601处，噪声阈值(Best_Noise)被设置为“最大”。在602处，使用现有值集合来将抽头权重和COF_nom初始化。在603处，对获取状态进行配置，从而均衡器动态地自适应于信道特性并且被连续地调整来补偿COF偏移量。

在604处，均衡器误差被平均并且被保存为“噪声”。在605处，确定噪声是否小于Best_Noise。如果是，则将均衡器滤波器的瞬时抽头权重保存为“最佳EQ权重”，并且在606处将瞬时COF_nom分配给“最佳COF_nom”。在607处检查迭代次数是否已耗尽。如果否，则重复前述的602-607来获得导致均衡器的令人满意的噪声水平的权重集合。

如果迭代次数已耗尽，则在608处分别为EQ权重和COF_nom分配最佳EQ权重和最佳COF_nom。在后续的均衡过程中，获取状态609和跟踪状态610均被均衡器滤波器的抽头权重适配于当前信道特性。同样，基于COF偏移量来调整权重。

图7是根据本公开的实施例的启用均衡适配和COF校正的示例性均衡过程700的伪代码的流程图。在该模式下，在获取状态期间不对COF进行校正。如果获取后获得的SNR高于某个阈值，则将获取后获得的COF设置为COF_nom。然后，在跟踪期间，将RefTap之前和之后的两个主抽头进行校正，因此COF与所设置的最佳COF_nom相同。

更具体地，在701处，将噪声阈值(Best_Noise)设置为“最大”。在702处，使用现有值集合来对均衡器滤波器的抽头权重和COF_nom进行初始化。在703处，将获取状态配置为使得均衡器自适应于信道特性，但是不基于COF偏移量来调整EQ权重。

在704处，均衡器误差被平均并且保存为“噪声”，并且计算COF。在705处，确定噪声是否小于Best_Noise。如果是，则瞬时EQ权重被保存为“最佳EQ权重”，并且在706处将瞬时COF分配给“最佳COF_nom”。在707处，检查迭代次数是否已耗尽。如果否，则重复前述702-707来获得导致均衡器的令人满意的噪声水平的权重集合和COF。

如果迭代次数已耗尽，则在708处将EQ权重分配给最佳EQ权重。而且，将COF_nom分配给最佳COF_nom。在后续的适配过程中，对于获取状态709和跟踪状态710，均衡器的抽头权重都适配于当前信道特性，并且如果COF不等于COF_nom，则基于COF偏移量来调整权重。

图8图示了根据本公开的另一实施例的示例性控制逻辑820的配置，示例性控制逻辑820耦合到自适应均衡器810并且可操作来调整由自适应均衡器810引入的时钟延迟校正。在该示例中，均衡器810可以包括具有多个抽头的滤波器(例如，具有8个抽头的FIR滤波器)。由均衡器810中的适配逻辑控制，可以借助LMS适配过程来适配均衡器滤波器的抽头权重。

控制逻辑820包括μ配置模块822(或步长配置模块)，μ配置模块822可以基于来自SNR检测821的输出来自动地控制针对选定抽头权重的适配步长。在一些实施例中，一旦确定SNR大于阈值，则μ配置模块被配置为将选定抽头的适配步长设置为0，从而冻结这些抽头的适配，而其他抽头权重继续保持自适应。例如，仅冻结均衡滤波器的主要两个或三个抽头的权重。备选地，μ配置模块822可以输出用户定义的适配步长。

μ配置模块2822被耦合到自适应均衡器810中的LMS模块，LMS模块实现LMS适配过程，以基于从μ配置模块822输出的步长，迭代地修改FIR滤波器的抽头权重801。

在一些其他实施例中，通过使用定时恢复环路的速度或带宽作为参考，均衡适配被配置为缓慢或放慢。例如，将适配时间控制为比定时恢复环路的少十倍，其中BW表示带宽。这可以通过为选定的抽头权重设置非常小的适配步长来实现。特别地，均衡滤波器的选定抽头集合的适配被配置为参考定时恢复环路的来放慢，而另一抽头被适配为比选定抽头以更高的速度适配随时间变化的信道变化。例如，选定抽头是三个主抽头(包括RefTap之前的抽头、RefTap、RefTap之后的抽头)，其中RefTap是权重最大的抽头。因此，通过为前三个主抽头设置较小的步长来控制适配速度。可以理解，本公开不限于可以冻结或减慢以进行均衡适配的(多个)抽头的任何特定选择。

在一些实施例中，环路滤波器(例如，图1中的环路滤波器115)中的自适应系数K_p和K_i控制定时恢复环路的速度，因此，可以将K_p和K_i输入到μ配置模块822，以用于导出定时恢复环路的带宽，并且从而确定适配过程中选定抽头权重的适当步长。

图9图示了根据本公开的实施例的控制信道响应适配时间的示例性过程900。过程900可以由均衡器(例如，图8中的820)中的适配控制逻辑来执行。在901处，μ配置模块基于定时恢复环路的带宽来确定相应的步长，以更新抽头权重的第一集合(例如，前三个主抽头)。

在902处，根据LMS适配过程，基于误差信号和相应的步长，迭代地更新抽头权重的第一集合。

在903处，均衡信号的SNR被评估并且被用作均衡的性能指示符。在904处，确定SNR是否大于阈值。如果是，则抽头权重的第二集合的适配步长被设置为零，从而停止这些抽头的适配。第一集合和第二集合可以包括抽头权重的相同或不同选择。将理解，本领域中公知的任何其他合适的参数也可以用于指示符，指示符用于触发适配过程的冻结。

图10图示了根据本公开的另一实施例的控制均衡适配速度的示例性过程1000。过程1000还可以由均衡器(例如，图8中的820)中的适配控制逻辑来执行。在1001处，均衡过程以低速动态地适配。基于整个定时恢复环路的带宽来确定速度。在1002处，检测均衡信号的SNR或指示均衡性能的任何其他参数，并在1003处针对阈值进行评估。在1004处，均衡适配被部分停止，这意味着仅冻结选定的抽头。这样，在适配过程中已更新的这些抽头权重是固定的，并用于后续的信道均衡。

尽管本文已公开了某些优选的实施例和方法，但是根据前述公开内容，对于本领域技术人员而言显而易见的是，可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下，对这些实施例和方法进行变型和修改。旨在将本发明仅限于所附权利要求以及适用法律的规则和原理所要求的范围。