阅读说明：本技术 定频控制的crm降压-反激pfc变换器 (CRM decompression-flyback pfc converter of fixed-frequency control ) 是由 马春伟 姚凯 张震 邬程健 管婵波 李凌格 陈杰楠 于 2019-06-26 设计创作，主要内容包括：本发明提供了一种采用定频控制的CRM降压-反激PFC变换器,包括主功率电路、输入电压数字前馈电路、输出电压差分电路、反馈电路、状态判断电路、驱动信号生成电路、比较电路与乘法电路。本发明引入输入电压数字前馈电路、输入电压比较电路和选通电路,实现双定频的控制方式,使得变换器在Buck阶段与Flyback阶段开关管的开关频率分别保持为不同的恒定值。(The present invention provides a kind of CRM decompression-flyback pfc converters using fixed-frequency control, including main power circuit, input voltage digital feed forward circuit, output voltage difference channel, feed circuit, status determination circuit, drive signal generation circuit, comparison circuit and mlultiplying circuit.Present invention introduces input voltage digital feed forward circuit, input voltage comparison circuit and gating circuits, double control modes for determining frequency are realized, so that converter remains different steady state values from the switching frequency of Flyback stage switch pipe in the Buck stage respectively.)

定频控制的CRM降压-反激PFC变换器

技术领域

本发明涉及一种交直流变换器技术，特别是一种定频控制的CRM降压-反激 PFC变换器。

背景技术

由于输入电流死区和开关管浮地等问题，传统的BuckPFC变换器在诸多应用场合难以满足设计技术要求。为了解决这些问题，有人提出了降压-反激PFC 变换器，该变换器将Buck拓扑与Flyback拓扑结合在一起，当输入电压大于输出电压时，Buck拓扑工作，当输入电压小于输出电压，Flyback拓扑工作。但是传统的CRM降压-反激PFC变换器采用的是定导通时间控制，变换器的两个拓扑工作时，导通时间相等，使得该控制方式下半个工频周期内开关管开关频率变化范围较大且功率因数在低压范围内较低，难以满足性能要求。

传统的CRM降压-反激PFC变换器每个开关周期的开关管导通时间相同。优点是控制简单、高压范围功率因数高、二极管无反向恢复问题；缺点是半个功率周期内开关管开关频率变换范围大、低电压范围功率因数很低、EMI设计复杂、效率较低。

发明内容

本发明的目的在于提供一种定频控制的CRM降压-反激PFC变换器。

实现本发明目的的技术方案为：一种定频控制的CRM降压-反激PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，所述的主功率电路包括输入电源v_in、EMI滤波器、整流二极管D₁-D₆、主电路原边电感L_p、主电路副变电感L_s、过零检测电感L_ZCD、开关管Q_b和开关管Q_b/b、续流二极管D_o、输出电容C_o、负载R_L；输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流二极管 D₁-D₄组成的整流桥和D₃-D₆组成的整流桥输入端口连接，整流二极管D₃、D₄正极为参考电位零点，整流二极管D₅、D₆负极与主电路原边电感L_p相连，主电路原边电感L_p的另一端与开关管Q_f的一端连接，整流二极管D₁、D₂负极与主电路副边电感L_s相连且与续流二极管D_o的负极连接，主电路副边电感L_s与输出电容C_o的正极和负载RL相连，输出电容C_o的负极和负载RL一起与续流二极管 D_o连接在开关管的Q_b的一端，过零检测电感L_ZCD与主电路电感Lp与L_s都耦合，过零检测电感L_ZCD的一端与参考电位零点连接且另一端与限流电阻R_ZCD连接，电流采样电阻R_s的一端接地且另一端与开关管Q_f和开关管Q_b连接。

进一步地，控制电路包括主控制芯片、采样电路、数模转换电路、输出电压差分电路、反馈电路、状态判断电路、驱动信号生成电路、比较电路与乘法电路；输出电压差分电路的正向输入端与主电路的输出电压正极V_o+相连，输出电压差分电路的负向输入端与主电路的输出电压正极V_o-相连，输出电压差分电路的输出端与采样电路的第一输入端和反馈电路的输入端K相连，采样电路的第二输入端与主电路整流后的电压v_g相连，采样电路的第一输出端与主控制芯片的 ADC2口连接，采样电路的第二输出端与主控制芯片的ADC1口连接，主控制芯片的第一输出端口与数模转换电路的输入端口连接，数模转换电路的输出端口与乘法器的输入端v_x连接，反馈电路的输出端口与乘法器的输入端v_y连接，乘法器的输出端与比较电路的正向输入端连接，比较电路的负向输入端与主电路v_Rs连接，比较电路的输出端与驱动信号生成电路的输入端连接，驱动信号生成电路的输入端通过限流电阻R_ZCD与主电路过零检测绕组L_ZCD连接，驱动信号生成电路输出端与状态判断电路的输入端连接，驱动信号生成电路的端与主功率电路的开关管Q_b连接，驱动信号生成电路的端与主功率电路的开关管Q_f连接。

进一步地，所述采样电路将变换器的输入电压v_g和输出电压V_o转换成可以被控制芯片采集的电压v_{g_dsp}与V_{o_dsp}；所述主控制芯片内包括锁相程序、输入电压峰值采样程序、输出电压采样程序与控制程序，v_{g_dsp}与控制芯片的ADC1接口相连，通过采样后的数值给到锁相程序和输入电压峰值采样程序，V_{o_dsp}与控制芯片的ADC2接口相连，通过采样后的数值给到输出电压采样程序，锁相程序、输入电压峰值采样程序和输出电压采样程序的输出给到主控制程序，主控制程序计算出电感电流的轮廓的数值；所述数模转换电路的输入端与控制芯片通过 SPI协议连接，其将接收到的电感电流的轮廓的数值转换为电压输出。

进一步地，所述状态判断电路包含第一比较器Comp1、电阻R₅、R₆、基准电压源V_boundary、两个与门、一个非门和一个驱动电路；第一比较器Comp1的同向输入端经分压电阻R₅、R₆与主功率电路(1)的二极管整流电路整流后的电压 v_g相连，第一比较器Comp1的反向输入端与基准电压源V_boundary连接，第一比较器Comp1的输出端与第一与门AND Gate1的一个输入端和非门的输入端相连，非门的输出端与第二与门AND Gate2的一个输入端连接，两个与门的输出端与驱动电路的输入端连接，驱动电路的输出端分别连接主功率电路的两个开关管 Q_b与Q_f。

进一步地，驱动信号生成电路可采用L6561或L6562等型号的集成IC电路，输出电压差分采样电路和输出电压反馈电路中使用的放大器选用TL074、TL072、 LM358、LM324等型号运算放大器，乘法器采用集成IC电路或分立器件组成，状态判断电路中使用的与门选用SN74HC08N、CD4011BE或74HC32N等型号的逻辑芯片，驱动电路可以选用IR2110、TLP2590等型号的驱动芯片或者采用图腾柱驱动电路，控制芯片可以选用TMS320F28335或TMS320F28377等芯片。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：(1)采用恒定开关频率控制时半个工频周期内两个拓扑开关管的开关频率保持为恒定值；(2)恒定开关频率控制相比于传统定导通时间控制在低压范围内，PF有明显的提高；(3)新型控制方式下电感电流有效值大幅下降，从而使整个变换器的效率有很大的提高；(4)采用恒定开关频率控制下的输出电压纹波相比较于传统的定导通时间控制减小很多。

下面结合说明书附图对本发明作进一步描述。

附图说明

图1是CRM降压-反激PFC变换器主电路示意图。

图2是一个开关周期内CRM降压-反激PFC变换器电感电流与开关管电流波形图。

图3是传统控制下输入电流的波形图。

图4是传统控制下开关频率变化图。

图5是传统控制下PF变化曲线示意图。

图6是不同匝比时恒定开关频率控制下PF变化曲线示意图。

图7是两种控制下开关频率变化曲线示意图。

图8是两种控制下PF变化曲线示意图。

图9是两种控制下输入电流谐波曲线示意图。

图10是两种控制下电感原边与副边电流有效值曲线示意图。

图11是两种控制下输出电压纹波的变化曲线示意图。

图12是定频控制的CRM降压-反激PFC变换器的主功率电路和控制电路组合示意图。

上述图中的主要符号名称：v_in—电源电压，i_in—输入电流，RB—整流桥，v_g—整流后的输出电压，i_L—电感电流，L—电感，Q_b—Q_b/b—开关管，D_fw—D_sk—二极管，C_o—输出滤波电容，R_L—负载，V_o—输出电压，R_{s_b/b}—R_{s_b/b}—采样电阻， V_ref—输出电压反馈控制的基准电压，v_EA—输出电压反馈控制的误差电压信号输出，t—时间，ω—输入电压角频率，V_m—输入电压峰值，v_{gs_b}—开关管Q_b的驱动电压，v_{gs_b/b}—开关管Q_b/b的驱动电压，T_s—变换器开关周期，f_s—变换器开关频率，PF—功率因数，I_{L_pk}—电感电流峰值，I_{in_rms}—输入电流有效值，t_on—变换器导通时间，t_off—变换器关断时间，i_in—输入电流，P_in—输入功率，ΔV_o—输出电压纹波。

具体实施方式

图1是Buck-FlybackPFC变换器主电路。

做出如下假设：(1)所有器件均为理想原件；(2)输出电压纹波与其直流量相比很小；(3)开关频率远高于输入电压频率。

图2给出了电感电流临界连续时一个开关周期中开关管电流和电感电流波形，其中图2(a)为Buck拓扑工作时的波形图，图2(b)为Flyback拓扑工作时的波形图。当输入电压v_g小于输出电压V_o时，Flyback拓扑工作，Q_b关断，Q_f导通时，D_o截止，电感L_p两端的电压为v_g，其电流i_Lp由零开始以v_g/L_p的斜率线性上升，输出滤波电容C_o给负载供电；当Q_f关断时，根据安匝守恒i_Ls通过D_o续流，此时L_s两端的电压为－V_o，i_Ls以V_o/L_s的斜率下降，并且i_Ls可以在新的一周期开始时下降到零。当输入电压v_g大于输出电压V_o时，Buck拓扑工作，Q_f关断， Q_b导通时，D_fw截止，电感L_s两端的电压为v_g-V_o，其电流i_Ls由零开始以(v_g-V_o)/L_s的斜率线性上升，v_g给输出滤波电容C_o和负载供电；当Q_b关断时，i_Ls通过D_o续流，此时L_s两端的电压为－V_o，i_Ls以V_o/L的斜率下降，并且i_Ls可以在新的一周期开始时下降到零。

不失一般性，定义输入交流电压的v_in表达式为

v_in＝V_msinωt (1)

其中V_m和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。

那么输入电压经过整流桥整流后的电压变为

v_g＝V_m|sinωt| (2)

在半个工频周期内，变换器分为Buck拓扑工作和Flyback拓扑工作两个工作阶段。当整流后的输入电压v_g大于输出电压V_o时，Buck拓扑工作。若假设 Buck拓扑开关管导通时间为t_{on_buck}，当开关管开通，输入电压v_g给电感、输出电容与负载供电，则可以得到Buck模式下一个开关周期内副边电感电流的峰值 i_{Ls_pk_buck}的表达式如下：

其中V_o为输出电压，L_s为副边电感感值。

当开关管关断电感续流，根据伏秒平衡原理可以得到关断时间t_{off_buck}的表达式：

根据式(4)可以得到Buck阶段开关频率的表达式：

根据式(3)和式(5)，可以得到Buck拓扑工作时一个开关周期流过电感的电流平均值为

当输入电压v_g小于输出电压V_o时，Flyback拓扑工作。若假设Flyback拓扑开关管导通时间为t_{on_flyback}，当开关管开通，输入电压v_g给原边电感供电，可以得到一个开关周期内原边电感电流的峰值i_{Lp_pk_flyback}的表达式如下

式中L_p为原边电感感值。

当开关管关断，副边电感L_s续流，电感给电容以及负载供电，根据安匝守恒和伏秒平衡原理可以得到副边电感峰值i_{Ls_pk}和关断时间t_{off_flyback}的表达式：

i_{Ls_pk}(ωt)＝ni_{Lp_pk}(ωt) (8)

其中

根据式(9)可以得到Flyback阶段的开关频率的表达式：

根据式(7)和式(10)，可以得到Flyback拓扑工作一个开关周期流过输入电流平均值为

由于在Buck电路不能工作的死区，Flyback拓扑工作，所以该变换器在整个工频周期内都不存在死区。由上述的推导可得输入电流i_in为：

其中

根据式(6)和式(11)，可以得到半个工频周期内开关频率的表达式：

当两个工作阶段内的导通时间相同且恒定时，即

t_on＝t_{on_buck}＝t_{on_flyback} (14)

根据式(13)可以画出在不同的输入电压下，半个工频周期内输入电流的波形，如图3所示；根据式(14)可以画出在不同的输入电压下，半个工频周期内开关管开关频率的变化波形，如图4所示。从图3可以看出，在低压范围内虽然 Flyback变换器补偿了Buck变换器输入电流的死区部分，但是此时输入电流的波形与正弦相差较远，谐波含量很多。从图4可以看出，定导通时间控制方法Buck 拓扑与Flyback拓扑开关管开关频率在半个工频周期内变化范围较大，不利于 EMI的设计。

假设变换器的效率为100％，即输入功率等于输出功率，根据功率平衡可得

根据式(16)可得传统控制定导通时间的表达式：

根据上式求得PF的表达式为

根据式(18)可以做出传统控制下的PF曲线，如图5所示。从图中可以看出， PF值随着输入电压的增大而增大。在低压范围内，PF值较低，在输入电压为90V 是，PF值仅为0.888。

由上述的推论可以看出在传统控制下，不管是Buck拓扑的还是Flyback拓扑开关管的开关频率变化范围都比较大，很不利于EMI的设计。而恒定开关频率控制策略的思路是使Buck拓扑和Flyback拓扑的开关管的开关频率在半个工频周期内恒定且相等，即令

根据式(18)可以分别得到Buck拓扑与Flyback拓扑开关管在半个工频周期内导通时间的表达式：

根据式(7)、式(12)、式(21)和式(22)，可以得到半个工频周期内输入电流的表达式：

2.2最优匝比选择

假设变换器的输出功率为P_o，变换器的效率为100％，根据功率平衡原则可得：

根据式(24)可以得到K的表达式。

根据式(22)可以写出双定频下的PF的表达式

根据式(24)可以画出不同匝比下，采用恒定开关频率控制的CRM Buck-FlybackPFC变换器的功率因数曲线，如图6所示。从图中可以看出，当匝比n＝2时，变换器的PF曲线为最高，变换器能够获得最优的功率因数。

由上述的分析可知，要使变换器的开关频率在开关周期内保持恒定，只需使变换器工作在Buck模式与Flyback模式下的导通时间t_{on_buck}与t_{on_flyback}均按式(19) 和式(20)变化，但式(19)与式(20)是关于V_o、V_m、L和P_o的函数，函数的自变量较多，若使用模拟电路搭建控制电路，那么前馈控制电路将非常的复杂。本设计采用数字前馈电路控制，将输入电压峰值V_m、输出电压V_o等参数通过采样电路输入采样到控制芯片中，通过控制芯片的计算功能，计算出电感电流的峰值包络曲线，通过数模转换电路输出给驱动生成电路。控制电路如图12所示。

上述驱动信号生成电路可采用L6561或L6562等型号的集成IC电路，输出电压差分采样电路(4)和输出电压反馈电路(6)中使用的放大器选用TL074、 TL072、LM358、LM324等型号运算放大器，乘法器(10)采用集成IC电路或分立器件组成，状态判断电路(7)与驱动信号生成电路(8)中使用的与门选用 SN74HC08N、CD4011BE或74HC32N等型号的逻辑芯片，驱动电路可以选用 IR2110、TLP2590等型号的驱动芯片或者采用图腾柱驱动电路，控制芯片可选用 TMS320F28335或TMS320F28377等芯片。

由式(18)可以看出不同输入电压等级下，采用恒定开关频率控制时半个工频周期内两个拓扑开关管的开关频率保持为恒定值。与传统控制相比两个开关管的开关频率变化范围减小很多，简化了EMI的设计。图7为110VAC与220VAC 下，工频周期内不同控制方式的开关频率变化波形。

由式(24)和式(17)可以分别做出传统控制和新型控制时的PF值变化曲线，如图8所示。从图中可以看出，恒定开关频率控制相比于传统定导通时间控制在低压范围内，PF有明显的提高；在高压范围内恒定开关频率控制的PF有一定的下降，但是相比较于定导通时间的最低PF“0.88”，恒定开关频率控制下的PF可以保持在0.91以上，所以恒定开关频率的PF相对于传统控制PF有明显提高。

为了分析输入电流的谐波，可以对式(21)进行傅里叶分析。输入电流的傅利叶分解形式为：

其中

式中T_line是工频周期。

将式(21)代入式(26)，经计算可得恒定开关频率控制下输入电流所含的各次谐波。其中，余弦成分和偶次正弦成分均为0。

由式(21)和式(26)可得恒定开关频率控制与传统定导通时间控制的3、5、7 次谐波电流幅值I₃、I₅、I₇对基波电流幅值I₁的标幺值如图9 所示。

根据IEC61000-3-2，Class D标准要求，输入电流3、5、7、9次谐波与输入功率之比应满足式(27)

从图9中可以看出，在任何输入电压下，3、5、7次谐波均低于IEC61000-3-2, ClassD标准的限值。

由式(3)、式(4)、式(7)和式(9)可得一个开关周期内Buck模式与Flyback模式下原边电感电流和副变电感电流有效值的平方为

将上述的式子在半个工频周期内求均方根即可得原边与副变电感电流有效值

将式(16)、式(19)和式(20)代入上式，可以求得传统控制方式下与恒定开关频率控制下电感电流的有效值变化曲线，如图10。从图中可知，新型控制方式下电感电流有效值大幅下降，从而使整个变换器的效率有很大的提高。

根据瞬时输入功率标幺值的计算公式

将式(12)代入上式，可得传统控制下的瞬时输入功率标幺值p^* _{in_cot}；将式(21) 代入上式可得恒定开关频率控制下的瞬时输入功率标幺值p^* _{in_dcf}。

当时，储能电容C_o充电；当时，C_o放电。假设从ωt＝0开始，定导通时间控制和变导通时间控制下的的波形与1的交点对应的时间轴坐标分别为t₁和t₂，则储能电容C_o在半个工频周期中储存的最大能量标幺值(基准值为半个工频周期内的输出能量)分别为

根据电容储能的计算公式，和又可表示为

其中ΔV_{o_1}和ΔV_{o_2}分别是定导通时间和恒定开关频率控制下的输出电压纹波值。

由式(36)和式(37)可做出图8，从图中可以看出，采用恒定开关频率控制下的输出电压纹波相比较于传统的定导通时间控制减小很多，当输入电压为264VAC 时，恒定开关频率控制输出电压纹波仅为传统控制的46.5％。