阅读说明：本技术 一种永磁同步电机系统过采样预测电流控制方法 (A kind of permanent magnet synchronous motor system over-sampling predictive-current control method ) 是由 王志强 杨明波 夏长亮 谢赛飞 金雪峰 张国政 于 2019-09-08 设计创作，主要内容包括：一种永磁同步电机系统过采样预测电流控制方法,包括：由控制系统在kT<Sub>s</Sub>、(k+0.25)T<Sub>s</Sub>、(k+0.5)T<Sub>s</Sub>、(k+0.75)T<Sub>s</Sub>时刻进行取样；计算电机参考电流q轴分量；在kT<Sub>s</Sub>、(k+0.5)T<Sub>s</Sub>时刻求解电机实际电流d、q轴分量；利用电机离散预测模型,得到预测电压d、q轴分量；采用不对称七段式两电平SVPWM调制策略,在kT<Sub>s</Sub>、(k+0.5)T<Sub>s</Sub>时刻计算六路PWM脉冲的占空比,在(k+0.25)T<Sub>s</Sub>、(k+0.5)T<Sub>s</Sub>、(k+0.75)T<Sub>s</Sub>、(k+1)T<Sub>s</Sub>时刻输出六路PWM脉冲作用于六桥臂逆变器,进而实际输出对应参考电压作用于电机。本发明通过两次电压电流采样,四次电机转子位置角采样并在一个载波周期内更新四次PWM占空比,有效的提升了低开关频率下系统的动态性能,且稳态无静差、震荡。(A kind of permanent magnet synchronous motor system over-sampling predictive-current control method, comprising: by control system in kT s 、(k+0.25)T s 、(k+0.5)T s 、(k+0.75)T s Moment is sampled；Calculate motor reference current q axis component；In kT s 、(k+0.5)T s Moment solves motor actual current d, q axis component；Using motor discrete predictive model, predicted voltage d, q axis component is obtained；Using two level SVPWM modulation strategy of asymmetric seven segmentation, in kT s 、(k+0.5)T s Moment calculates the duty ratio of six road pwm pulses, in (k+0.25) T s 、(k+0.5)T s 、(k+0.75)T s 、(k+1)T s Moment exports six road pwm pulses and acts on six leg inverters, and then reality output corresponds to reference voltage and acts on motor.The present invention is sampled by voltage and current twice, and four times motor rotor position angle samples and updates four PWM duty cycles in a carrier cycle, effectively improves the dynamic property of system under low switching frequency, and stable state floating, concussion.)

一种永磁同步电机系统过采样预测电流控制方法

技术领域

本发明涉及一种永磁同步电机。特别是涉及一种永磁同步电机系统过采样预测电流控制方法。

背景技术

模型预测控制(Model Predictive Control，简称MPC)最初是在工程应用中发展起来的，具有很强的工业应用背景和广泛的实用性。在石油、化工、航天和能源等多个过程控制领域都成功应用这种控制方法。永磁同步电机控制系统多采用转速、电流双闭环控制结构，其中电流内环的动、稳态性能是提升永磁同步电机控制系统性能的关键因素。模型预测控制利用在k时刻的电机状态通过预测模型来预测k+1时刻应作用于电机的电压矢量。该电压矢量作用一个周期后，电机电流能精确跟随指令电流值。模型预测控制能够使电机电流获得良好的动态和稳态响应。但是对于数字控制来说控制延时是制约电流内环动、稳态性能的主要因素之一。在低开关频率的工况下，PWM占空比更新延时周期较长，此时电机电压、电流和转子位置角的实际值与采样值变化较大导致控制量存在较大误差会造成电流控制出现振荡和静差，电流振荡会引起电机机械抖动甚至会使驱动器因过流报警而停止运行；电流静差会降低驱动系统运行效率，导致了驱动系统无法输出额定转矩以及无法工作在力矩控制模式等诸多问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种可以大幅提高永磁同步电机控制系统动稳态性能的永磁同步电机系统过采样预测电流控制方法。

本发明所采用的技术方案是：一种永磁同步电机系统过采样预测电流控制方法，包括以下步骤：

1)在kT_s时刻和(k+0.5)T_s时刻，由控制系统对电机ABC三相电流、直流母线电压和电机转子电角速度进行取样；在kT_s时刻、(k+0.25)T_s时刻、(k+0.5)T_s时刻、(k+0.75)T_s时刻，由控制系统对转子位置角进行取样，k＝1，2，3……；

2)在电机参考电流d轴系分量为零控制下，通过转速环PI调节器计算电机参考电流q轴系分量具体为：

其中，分别为电机参考电流d、q轴系分量，为转速环PI调节器比例系数，为转速环PI调节器积分系数，ω^ref为转速参考值，ω为电机转子机械角速度；

3)根据电机ABC三相电流，求解kT_s时刻电机实际电流d、q轴系分量i_d(k)、i_q(k)，具体求解为：

其中，x在每个载波周期的前半部分为0，后半部分为0.5，i_d(k+x)和i_q(k+x)分别为电机实际电流的d、q轴系分量，i_A(k)、i_B(k)和i_C(k)为电机的ABC三相电流，M_ABC/αβ为由ABC三相静止轴系到αβ两相静止轴系的变换矩阵，M_αβ/dq为由αβ两相静止轴系到dq两相旋转轴系的变换矩阵，具体表达式如下：

式中，θ(k+x)为(k+x)T_s时刻d轴系与α轴系的夹角；

4)在kT_s时刻和(k+0.5)T_s时刻，根据电流预测模型得到电机实际电流d、q轴系分量的预测值，包括分别预测(k+0.25)T_s时刻和(k+0.75)T_s时刻电流d、q轴系分量和以及和作为电压预测模型的延时补偿；

5)利用电压预测模型，分别根据kT_s时刻和(k+0.5)T_s时刻的所述电机转子电角速度、电机参考电流d轴系和q轴系分量和电机实际电流的d轴系和q轴系分量的预测值，得到使得预测电流在(k+1)T_s时刻跟踪参考电流的预测电压d、q轴系分量和在(k+1.5)T_s时刻跟踪参考电流的预测电压d、q轴系分量和

6)在每个载波周期中，采用不对称七段式两电平SVPWM调制方法，计算四次三相逆变器的PWM占空比T_a、T_b和T_c，并对每次的计算结果进行更新；在kT_s时刻判断(k-0.25)T_s时刻所计算的PWM占空比在kT_s时刻到(k+0.25)T_s时刻之间与三角载波有几个交点，如果交点数大于1，则kT_s时刻计算的三相PWM占空比等于(k-0.25)T_s时刻三相PWM占空比，如果交点数等于1，则根据kT_s时刻计算出的参考电压d、q轴系分量和转子位置角θ(k)以及在kT_s时刻到(k+0.25)T_s时刻与三角载波有交点的一相PWM占空比，重新计算其他两相的PWM占空比，如果没有交点则根据kT_s时刻计算出的参考电压d、q轴系分量和转子位置角θ(k)，计算三相PWM占空比；

在(k+0.25)T_s时刻根据kT_s时刻计算出的参考电压d、q轴系分量和(k+0.25)T_s时刻的转子位置角θ(k+0.25)，计算三相PWM占空比；

在(k+0.5)T_s时刻判断(k+0.25)T_s时刻所计算的三相PWM占空比在(k+0.5)T_s时刻到(k+0.75)T_s时刻之间与三角载波有几个交点，如果交点数大于1，则(k+0.5)T_s时刻计算的三相PWM占空比等于(k+0.25)T_s时刻三相PWM占空比，如果交点数等于1，则根据(k+0.5)T_s时刻计算出的参考电压d、q轴系分量和转子位置角θ(k+0.5)以及在(k+0.5)T_s时刻到(k+0.75)T_s时刻与三角载波有交点的一相PWM占空比，重新计算其他两相的PWM占空比，如果没有交点则根据(k+0.5)T_s时刻计算出的参考电压d、q轴系分量和转子位置角θ(k+0.5)，计算三相PWM占空比；

在(k+0.75)T_s时刻根据(k+0.5)T_s时刻计算出的参考电压d、q轴系分量 和(k+0.75)T_s时刻的转子位置角θ(k+0.75)，计算三相PWM占空比；将每个时刻计算出的三相PWM占空比延时0.25T_s后与三角载波进行比较并输出PWM脉冲作用于六桥臂逆变器，进而实际输出对应参考电压作用于电机，并返回步骤1)进行循环。

本发明的一种永磁同步电机系统过采样预测电流控制方法，在保持开关频率不变的情况下，可以大幅提高永磁同步电机控制系统的动稳态性能。本发明的技术方案所带来的有益效果是：

(1)本发明通过在一个周期内对电机的母线电压、三相电流进行两次采样对电机转子位置角进行四次采样，并通过模型预测算法获得预测电压值d轴系和q轴系分量,为系统的稳态性能提供了保障；

(2)本发明通过不对称的SVPWM调制方法，在一个载波周期内更新四次PWM占空比，为系统的动态性能提升提供了参考依据；

(3)本发明通过两次电压电流采样，四次电机转子位置角采样并在一个载波周期内更新四次PWM占空比，有效的提升了低开关频率下系统的动态性能，且稳态无静差、震荡。

附图说明

图1是三相两电平PWM整流器主电路与控制系统结构图；

图2是永磁同步电机控制系统电流采样和PWM占空比更新时序图；

图3是本发明一种永磁同步电机系统过采样预测电流控制方法的流程图。

具体实施方式

下面结合实施例和附图对本发明的一种永磁同步电机系统过采样预测电流控制方法做出详细说明。

如图3所示，本发明的一种永磁同步电机系统过采样预测电流控制方法，包括以下步骤：

1)在kT_s时刻、(k+0.5)T_s时刻，由控制系统对电流、电压和电机转子电角速度进行采样，具体包括：电机ABC三相电流i_A(k)、i_A(k+0.5)、i_B(k)、i_B(k+0.5)、i_C(k)、i_C(k+0.5)，直流母线电压u_dc(k)、u_dc(k+1)，电机转子电角速度ω_e(k)、ω_e(k+0.5)；在kT_s时刻、(k+0.25)T_s时刻、(k+0.5)T_s时刻、(k+0.75)T_s时刻，由控制系统对转子位置角进行取样，具体包括：θ(k)、θ(k+0.25)、θ(k+0.5)、θ(k+0.75)；k＝1，2，3……；

2)在电机参考电流d轴系分量为零控制下，通过转速环PI调节器计算电机参考电流q轴系分量具体为：

其中，分别为电机参考电流d、q轴系分量，为转速环PI调节器比例系数，为转速环PI调节器积分系数，ω^ref为转速参考值，ω为电机转子机械角速度；

3)根据电机ABC三相电流i_A(k+x)、i_B(k+x)、i_C(k+x)，求解(k+x)T_s时刻电机实际电流d、q轴系分量i_d(k+x)、i_q(k+x)，具体求解为：

其中，x在每个载波周期的前半部分为0，后半部分为0.5，i_d(k+x)和i_q(k+x)分别为电机实际电流的d、q轴分量，i_A(k)、i_B(k)和i_C(k)为电机的ABC三相电流，M_ABC/αβ为由ABC三相静止轴系到αβ两相静止轴系的变换矩阵，M_αβ/dq为由αβ两相静止轴系到dq两相旋转轴系的变换矩阵，具体表达式如下：

式中，θ(k+x)为(k+x)T_s时刻d轴系与α轴系的夹角；

4)在kT_s时刻和(k+0.5)T_s时刻，根据电流预测模型得到电机实际电流d、q轴系分量的预测值，包括分别预测(k+0.25)T_s时刻和(k+0.75)T_s时刻电流d、q轴系分量和以及和作为电压预测模型的延时补偿；所述电流预测模型如下：

式中，为(k-1)T_s时刻计算得到的d、q轴系电压预测值， 为(k-0.5)T_s时刻计算得到的d、q轴系电压预测值，T_s为IGBT开关周期，R_s为定子电阻，L_d、L_q分别为定子电感的d、q轴系分量，ψ_f为转子磁链，ω_e为电机转子电角速度。

5)利用电压预测模型，分别根据kT_s时刻和(k+0.5)T_s时刻的所述电机转子电角速度、电机参考电流d轴系和q轴系分量和电机实际电流的d轴系和q轴系分量的预测值，得到使得预测电流在(k+1)T_s时刻跟踪参考电流的预测电压d、q轴系分量和在(k+1.5)T_s时刻跟踪参考电流的预测电压d、q轴系分量和所述电压预测模型如下：

式中，分别为预测电压d、q轴系分量，上标PR表示预测值，T_s为IGBT开关周期，R_s为定子电阻，L_d、L_q分别为定子电感的d、q轴系分量，ψ_f为转子磁链，ω_e为电机转子电角速度。

6)在每个载波周期中，采用不对称七段式两电平SVPWM调制方法，计算四次三相逆变器的PWM占空比T_a、T_b和T_c，并对每次的计算结果进行更新；在kT_s时刻判断(k-0.25)T_s时刻所计算的PWM占空比在kT_s时刻到(k+0.25)T_s时刻之间与三角载波有几个交点，如果交点数大于1，则kT_s时刻计算的三相PWM占空比等于(k-0.25)T_s时刻三相PWM占空比，如果交点数等于1，则根据kT_s时刻计算出的参考电压d、q轴系分量和转子位置角θ(k)以及在kT_s时刻到(k+0.25)T_s时刻与三角载波有交点的一相PWM占空比，重新计算其他两相的PWM占空比，如果没有交点则根据kT_s时刻计算出的参考电压d、q轴系分量和转子位置角θ(k)，计算三相PWM占空比；

在(k+0.25)T_s时刻根据kT_s时刻计算出的参考电压d、q轴系分量和(k+0.25)T_s时刻的转子位置角θ(k+0.25)，计算三相PWM占空比；

在(k+0.5)T_s时刻判断(k+0.25)T_s时刻所计算的三相PWM占空比在(k+0.5)T_s时刻到(k+0.75)T_s时刻之间与三角载波有几个交点，如果交点数大于1，则(k+0.5)T_s时刻计算的三相PWM占空比等于(k+0.25)T_s时刻三相PWM占空比，如果交点数等于1，则根据(k+0.5)T_s时刻计算出的参考电压d、q轴系分量和转子位置角θ(k+0.5)以及在(k+0.5)T_s时刻到(k+0.75)T_s时刻与三角载波有交点的一相PWM占空比，重新计算其他两相的PWM占空比，如果没有交点则根据(k+0.5)T_s时刻计算出的参考电压d、q轴系分量和转子位置角θ(k+0.5)，计算三相PWM占空比；

在(k+0.75)T_s时刻根据(k+0.5)T_s时刻计算出的参考电压d、q轴系分量 和(k+0.75)T_s时刻的转子位置角θ(k+0.75)，计算三相PWM占空比；将每个时刻计算出的三相PWM占空比延时0.25T_s后与三角载波进行比较并输出PWM脉冲作用于六桥臂逆变器，进而实际输出对应参考电压作用于电机，并返回步骤1)进行循环。其中：

在kT_s时刻判断(k-0.25)T_s时刻所计算的三相PWM占空比在kT_s时刻到时刻之间与三角载波交点数等于1时重新计算其他两相的PWM占空比的计算公式如下所示：

式中，T₁为kT_s时刻到(k+0.25)T_s时刻之间所更新的一相PWM占空比与三角载波相交的时间，T₂、T₃为重新计算的其他两相PWM占空比在(k+0.25)T_s时刻到(k+0.5)T_s时刻之间与三角载波相交的时间，为SVPWM调制系数，θ(k+0.25)为(k+0.25)T_s时刻电机转子电角度；

在kT_s时刻判断(k+0.25)T_s时刻所计算的三相PWM占空比在(k+0.5)T_s时刻到(k+0.75)T_s时刻之间与三角载波交点数等于1时重新计算其他两相的PWM占空比的计算公式如下所示：

式中，T₄为(k+0.5)T_s时刻到(k+0.75)T_s时刻之间所更新的一相PWM占空比与三角载波相交的时间，T₅、T₆为重新计算的其他两相PWM占空比在(k+0.75)T_s时刻到(k+1)T_s时刻之间与三角载波相交的时间，为SVPWM调制系数，θ(k+0.75)为(k+0.75)T_s时刻电机转子电角度。