阅读说明：本技术 两端子整流器及电力转换器 (two-terminal rectifier and power converter ) 是由 黄品豪 张振富 刘权德 于 2018-12-10 设计创作，主要内容包括：本申请案涉及一种两端子整流器及一种电力转换器。两端子整流器包含耦合于第一端子与第二端子之间的电力MOSFET、体二极管及肖特基二极管。所述两端子整流器还具有耦合于所述第一端子与所述第二端子之间的电力管理电路、电容器、控制电路及驱动器电路。所述两端子整流器可以两引脚封装来实施且可用于电力转换器中以进行CCM操作。(The application relates to a two-terminal rectifier and a power converter. The two-terminal rectifier includes a power MOSFET, a body diode, and a schottky diode coupled between a first terminal and a second terminal. The two-terminal rectifier also has a power management circuit, a capacitor, a control circuit, and a driver circuit coupled between the first terminal and the second terminal. The two-terminal rectifier may be implemented in a two-pin package and may be used in a power converter for CCM operation.)

两端子整流器及电力转换器

技术领域

本发明一般来说涉及电力供应控制器。更特定来说，本发明涉及用于电力转换器中以简化电路设计且改进电力效率的同步整流器(SR)。

背景技术

切换模式电力控制技术已在计算机及电子设备电力供应器中得到广泛应用。与传统线性变压器电路相比，切换模式电力供应器(SMPS)的普及部分地归因于其紧凑性、稳定性、效率及较低成本。

回扫转换器是众多种类的电力转换器当中的常见拓扑中的一者。典型回扫转换器包含变压器，所述变压器具有初级绕组及次级绕组且出于控制目的有时包含第三或更多绕组。此变压器在输入与输出之间提供电流隔离，且通常用于低电力低成本电力供应器中。

为提供DC电压，多年来已在切换模式电力供应器中使用二极管整流。然而，半导体技术的按比例缩小需要较低电压及较大电流电力供应。尽管二极管正向下降电压无法进一步按比例缩小，但二极管整流不能再满足消费者所需的小型、薄型及高效率要求。此外，二极管整流因较大输出电流而遭受过多损失。

因此，使用具有电力MOSFET的同步整流器(SR)进行的同步整流方法已被用于替代二极管。即使被广泛地使用，但常规同步整流器仍具有许多限制。下文描述这些及其它限制的更多细节。

因此，需要用于经改进同步整流器的方法及系统。

发明内容

发明人已认识到，常规同步整流器通常需要单独控制IC及支持电路元件，且可仍具有来自体二极管传导及所存储电荷的缺点。即使肖特基(Schottky)二极管可与MOSFET并联连接，但此布置仍需要数个单独IC，从而使设计复杂化且增加成本。发明人还认识到，针对CCM(连续传导模式)操作的电力控制器设计比针对DCM(不连续传导模式)操作的电力控制器设计复杂，且通常需要初级侧与次级侧之间的交握(hand-shake)信号(例如，CCM同步信号)。在一些情形中，需要次级控制器中的额外引脚(例如，同步引脚)来进行CCM操作。一些控制器可在不具有同步引脚的情况下执行CCM操作，但其需要复杂控制器及数个单独IC，此可使系统设计较困难且增加成本。

本发明教示一种两端子整流器，其包含位于单个两引脚封装中的电力MOSFET、肖特基二极管、电容器及控制电路。两端子整流器可用作电力转换器中的常规扩散二极管或常规同步整流器的直接替代物(drop-in replacement)。还描述通过两端子整流器实现的用于CCM操作的简单控制方法。

举例来说，一种示范性两端子整流器可包含：第一端子及第二端子，其经配置以耦合于电力转换器的变压器与输出端子之间。所述两端子整流器还可具有：电力开关，其耦合到所述第一端子及所述第二端子以用于接通及关断所述第一端子与所述第二端子之间的电流流动。作为实例，所述电力开关可包含具有源极、漏极、栅极及本体的电力MOSFET。此外，体二极管由所述电力MOSFET的所述本体与所述漏极之间的结或由所述电力MOSFET的所述本体与所述源极之间的结形成，且所述体二极管与所述电力开关的所述源极及所述漏极并联耦合。肖特基二极管耦合到所述第一端子及所述第二端子。所述两端子整流器还可具有：电力管理电路及电容器，其耦合于所述第一端子与所述第二端子之间以用于将操作电力提供到所述两端子整流器。控制电路耦合到所述电力管理电路，且响应于所述电力开关的所述漏极与所述源极之间的电压而提供控制信号以用于控制所述电力MOSFET的接通/关断状态。驱动器电路耦合到所述控制电路以接收所述控制信号且将驱动信号提供到所述电力MOSFET的所述栅极。所述两端子整流器经配置以减少在所述电力转换器中的停滞时间期间的体二极管电流传导且减少所述体二极管中的反向恢复时间以用于所述电力转换器的连续传导模式(CCM)操作。所述两端子整流器包含用以调整针对所述电力转换器的连续传导模式(CCM)操作的停滞时间以获得经改进效率的控制电路。

所述两端子整流器可以单个两引脚封装来实施，所述单个两引脚封装可包含引线框架，所述引线框架具有：第一芯片安装垫、第二芯片安装垫、耦合到所述第一芯片安装垫的第一引线分段及耦合到所述第二芯片安装垫的第二引线分段。所述电力开关的第一半导体芯片附接到所述第一芯片安装垫，其中所述电力开关的所述漏极通过所述第一芯片安装垫而耦合到所述第一引线分段。所述肖特基二极管的第二半导体芯片附接到所述第一芯片安装垫，其中所述肖特基二极管的阴极通过所述第一芯片安装垫而耦合到所述第一引线分段。可包含所述电力管理电路、所述控制电路及所述驱动器电路的第三半导体芯片附接到所述第二芯片安装垫。所述电容器附接到所述第二芯片安装垫，其中所述电容器的第一端通过所述第二芯片安装垫而耦合到第二引线分段且所述电容器的第二端耦合到所述第三半导体芯片中的所述电力管理电路。所述两引脚封装可包含：第一导电连接件，其将所述第三半导体芯片的输出引脚耦合到所述电力开关的所述栅极；第二导电连接件，其将所述肖特基二极管的阳极耦合到电力开关的第一芯片源极；及第三导电连接件，其将所述电力开关的所述源极连接到所述第二芯片安装垫。

定义

本发明中所使用的术语一般在本发明的上下文内具有其在此项技术中的普通含义。下文论述特定术语以向实践者提供关于本发明的描述的额外指导。将了解，同一事物可以不止一种方式来说明。因此，可使用替代语言及同义词。

如本文中所使用的电力开关是指经设计以处置高电力电平的半导体开关，举例来说，晶体管。

电力MOSFET是经设计以处置显著电力电平的特定类型的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。用于切换操作的电力MOSFET的实例称作双扩散MOS或简单地DMOS。

在本体与源极耦合在一起时形成电力MOSFET中的体二极管，且体二极管形成于漏极与源极之间。二极管介于MOSFET的漏极(阴极)与源极(阳极)之间，从而使得能够阻挡仅在一个方向上的电流。

肖特基二极管是由半导体与金属的结形成的半导体二极管。其具有低正向电压降及快速切换动作。

电力转换器是用于转换电能量(例如在AC与DC之间进行转换或者改变电压、电流或频率，或这些转换的某一组合)的电装置或机电装置。电力转换器通常包含电压调节。

调节器或电压调节器是用于自动维持恒定电压电平的装置。

切换调节器或切换模式电力供应器(SMPS)使用接通及关断以维持平均输出值的有源装置。相比来说，线性调节器被制作为如可变电阻器一样起作用，从而连续调整分压器网络以维持恒定输出电压，且不断耗散电力。

恒定电流调节器是提供恒定输出电流的调节器。恒定电流或恒定电压理解为在取决于设计及制造过程变化的一定偏差范围内或在根据规范的一定限制内(举例来说，在±10％、±5％或±1％内)维持恒定值的电流或电压。

二极管正向电压是跨越传导正向偏置二极管而下降的电压。举例来说，取决于P及N区域中的掺杂浓度，硅P-N结二极管可具有大约0.7伏特的正向电压。

运算放大器(op-amp或opamp)是指具有差分输入及通常单端输出的DC耦合高增益电子电压放大器。运算放大器可由高输入阻抗及低输出阻抗表征，且可用于在模拟电路中执行数学运算。

电压参考是电子装置，所述电子装置理想地产生固定(恒定)电压，而无论装置上的负载、电力供应变化、温度改变及时间推移如何。

参考电压是用作比较操作的目标的电压值。

引线框架是金属框架薄层，半导体裸片在封装组装过程期间附接到所述金属框架薄层。引线框架可被囊封于芯片封装内部，所述芯片封装将信号从裸片载运到外部。

当使用术语“相同(the same)”来描述两个量时，其意指两个量的值在测量限制内被确定为相同的。

附图说明

图1是体现本发明的特定方面的电力转换器(举例来说，切换模式电力供应器(SMPS))的简化示意图；

图2是体现本发明的特定方面的电力转换器的两端子整流器200的简化框图；

图3是体现本发明的特定方面的两引脚封装的俯视布局图及侧视横截面图；

图4是图解说明体现本发明的特定方面的电力转换器的操作的波形图；

图5是图解说明电力转换器中的具有同步MOSFET的整流器中的漏极-源极电压及电流的波形图500；

图6是图解说明电力转换器中的具有与肖特基二极管并联连接的同步MOSFET的两端子整流器中的漏极-源极电压及电流的波形图；

图7是图解说明体现本发明的特定方面的电力转换器中的两端子整流器中的漏极-源极电压及电流的波形图；且

图8是图解说明体现本发明的特定方面的用于使用两端子整流器在CCM操作中操作回扫电力转换器的方法的波形图。

具体实施方式

图1是体现本发明的特定方面的电力转换器(举例来说，切换模式电力供应器(SMPS))的简化示意图。如图1中所展示，SMPS 100处于用于调节输出电压Vout的回扫转换器拓扑中。SMPS 100包含变压器T1，所述变压器具有串联耦合到电力晶体管M1(其通常为电力MOSFET或电力BJT)的初级绕组Np、次级绕组Ns，及辅助绕组Na。在图1中，Np、Ns及Na还指定相应绕组中的匝数比。初级绕组是用于通过整流电路REC而耦合到交流电源AC，所述整流电路包含由四个二极管及电容器C1形成的二极管桥接器。整流电路将经整流DC电力VIN提供到SMPS。次级绕组Ns经配置以用于将输出Vout提供到由电阻器Rout表示的负载装置。电力晶体管(还称为电力开关)M1耦合到初级绕组Np以用于控制初级绕组中的电流流动。初级侧控制器电路QP经配置以通过DET输入端子而接收检测信号且通过CS输入端子而接收电流感测信号。初级侧控制器电路QP经配置以接通及关断电力晶体管M1来调节SMPS。当接通电力晶体管M1时，初级电流Ip在初级绕组Np中建立，所述初级绕组存储能量。存储于初级绕组Np中的能量被转移到次级绕组Ns以在电力晶体管M1的关断时间间隔期间诱导次级电流Is。两端子整流器110及缓冲电容器Cout耦合到次级绕组Ns且经配置以将次级电压Vs转换成DC系统电压Vout以供应到由图1中的电阻器Rout表示的负载装置。

在图1中，两端子整流器110包含阳极(A)及阴极(K)且允许电流从阳极流动到阴极。两端子整流器110与电容器Cout一起形成整流器电路以将次级电压Vs转换为DC输出Vout。

图2是体现本发明的特定方面的电力转换器的两端子整流器200的简化框图。两端子整流器200是可用作图1中的两端子整流器110的整流元件的实例。在图2中，两端子整流器200包含阳极A及阴极K，其允许电流从阳极流动到阴极。在图1的配置中，两端子整流器110的阴极K耦合到变压器的次级绕组，且两端子整流器110的阳极A耦合到电力转换器的输出端子，所述输出端子在此情形中为接地端子。在另一配置中，两端子整流器110可使阴极K耦合到Vout端子且使阳极A耦合到变压器的次级绕组。一般来说，两端子整流器200可具有用于耦合到电力转换器的变压器的第一端子及用于耦合到电力转换器的输出端子的第二端子。在图2中，端子201是标记为“K”的阴极，且端子202是标记为“A”的阳极。

两端子整流器200还具有耦合到两端子整流器200的第一端子及第二端子的电力开关210。在此实例中，电力开关210为具有源极211、漏极212、栅极213及本体214的四端子MOSFET。两端子整流器200还具有由本体与漏极之间的结或由本体与源极之间的结形成的体二极管220。体二极管220与电力开关的源极及漏极并联耦合。两端子整流器200还具有通向两端子整流器200的第一端子及第二端子的肖特基二极管230。

为提供DC电压，已在切换模式电力供应器中(举例来说，在图1中的SMPS 100的次级侧上)使用二极管整流。标准二极管通常包含介于两个半导体区域之间的扩散结。然而，半导体技术的按比例缩小需要较低电压及较大电流电力供应。有源整流或同步整流涉及用有源控制的切换元件(例如MOSFET)来替代扩散二极管。MOSFET在传导时具有低电阻，称作导通电阻(RDS(on))。MOSFET可被制作为具有低至10mΩ或甚至更低的导通电阻。跨越晶体管的电压降则低得多，从而导致电力损失的减小及效率的增加。为进一步减小导通电阻，可使用具有较大有源区的数个MOSFET或装置的并联组合。

用于有源整流的控制电路通常使用比较器来感测输入电压的电压且在正确时间打开晶体管以允许电流在正确方向上流动。缓冲电容器通常与有源整流器一起使用以进行整流操作。使用有源整流器而非标准二极管可减小电力耗散、改进效率且减小散热器处理所述电力耗散所需的电路的大小及重量。

在图2中，两端子整流器200可通过电力MOSFET 210、逻辑控制电路270及驱动器电路280而提供整流。电力MOSFET 210还具有内置体二极管220。在电力MOSFET中，如果本体与源极耦合在一起(如图2中所展示)，那么本体及漏极在MOSFET的漏极(阴极)与源极(阳极)之间形成二极管，从而使得能够阻挡仅在一个方向上的电流。类似地，如果本体与漏极耦合在一起，那么本体及源极形成二极管，从而使得能够阻挡在另一方向上的电流。

在SMPS 100的切换循环中，当关断初级切换装置时，在同步整流器电路作出响应以接通MOSFET之前，电流流动穿过电力MOSFET的寄生体二极管，从而形成跨越MOSFET的漏极及源极端子的电压降0.7V到1.2V。此电压差由逻辑控制电路270的输入感测，所述逻辑控制电路接通MOSFET。在接通MOSFET之后，次级绕组中的电流的大部分将流动穿过MOSFET，同时绕过体二极管。由于小的导通电阻R_DS(on)，因此跨越MOSFET的电压降可为小于0.2V。随着次级绕组中的电流降低，跨越MOSFET的电压也降低。当跨越MOSFET的电压已下降到特定预设阈值电压时，同步控制电路关断MOSFET。因此，可重复进行切换循环。

当施加充分正向电压时，电流在正向方向上流动。硅二极管具有600mV到700mV的典型正向电压。当从传导状态切换到阻挡状态时，体二极管已存储电荷，所述电荷在二极管阻挡反向电流之前必须首先被放电。此放电花费有限时间量，称作反向恢复时间或Trr。体二极管正向电压可导致电力损失，且反向恢复时间可导致切换速度上的延迟。这些问题均可通过将肖特基二极管与体二极管并联附接而减轻。

如图2中所展示，肖特基二极管230与体二极管220并联安置于两端子整流器200的端子201与202之间。肖特基二极管230(还称作肖特基势垒二极管)是由半导体与金属的结形成的半导体二极管。所述肖特基二极管具有低正向电压降及快速切换动作。举例来说，肖特基二极管可具有可为150mV到450mV的正向电压。此较低正向电压要求允许比常规扩散二极管或体二极管高的切换速度及好的系统效率。当二极管从传导状态切换到非传导状态时，p-n二极管(例如体二极管)与肖特基二极管之间的差为反向恢复时间(Trr)。在p-n二极管中，反向恢复时间可为大约数微秒到小于100ns(针对快速二极管)。肖特基二极管为多数载流子装置且具有极少恢复时间。切换时间可针对小信号二极管为大约100ps，且针对高容量电力二极管为多达数十纳秒。由于肖特基二极管的低正向电压降，因此较少能量被浪费为热量，从而使得其针对对效率敏感的应用为最高效选择。

如图2中所展示，两端子整流器200还具有耦合到第一端子201的电力管理电路250以及耦合到电力管理电路250及第二端子202的电容器260。电力管理电路250及电容器260将电力提供到两端子整流器200中的电路组件。控制电路270耦合到电力管理电路250以接收操作电力。控制电路提供控制信号272以用于响应于电力开关210的两个端子的电压条件而控制所述电力开关的接通/关断状态。两端子整流器200还具有驱动器电路280，所述驱动器电路耦合到控制电路270以接收控制信号272且将驱动信号282提供到电力开关210。

电力管理电路250耦合到第一端子201。电力管理电路250与电容器260一起将电力提供到两端子整流器200中的各种电路块。举例来说，当关断次级侧上的两端子整流器中的电力开关210时，端子201处的电压高于端子202处的电压。电力管理电路250可引导电流对电容器260进行充电。当接通次级侧上的两端子整流器中的电力开关210时，电容器260可将能量供应到逻辑控制电路270及驱动器电路280。电力管理电路250还可包含用以维持对电路块的所要供应电压的电压控制电路(未展示)。

控制电路270(在图2中标记为逻辑控制电路)耦合到电力管理电路250以接收操作电力，且提供控制信号272以用于响应于电力开关210的两个端子(源极端子211及漏极端子212)的电压条件而控制所述电力开关的接通/关断状态。控制电路270可监测MOSFET的源极与漏极端子之间的电压差，且将所述电压差与参考电压进行比较以在跨越MOSFET的漏极及源极端子的电压下降到零之前或之后作出响应，由此防止电流回流且减小电力损失。驱动电路280可提供驱动电路以迅速切换MOSFET。驱动电路280可包含放大器及支持组件。

本发明教示两端子整流器，所述两端子整流器包含位于单个封装中的电力MOSFET、肖特基二极管、电容器、电力管理及控制电路。封装设计可减小组件之间的寄生电感、电容及电阻。在两端子装置中实施这些电路组件可简化电力转换器系统设计。两端子整流器可用作电力转换器中的常规扩散二极管或常规同步整流器的两端子直接替代物。如在后续章节中较详细地描述，还描述在不具有同步信号的情况下对CCM操作的简单控制。

图3是体现本发明的特定方面的两引脚封装的俯视布局图及侧视横截面图。在图3中，图式310为俯视布局图，且图式320为两引脚封装中的两端子整流器300的侧视横截面图。图式310展示引线框架311在被修整成个别封装之前的一部分。图式320为所述封装的侧视横截面图。如图3中所展示，封装中的两端子整流器300包含模制材料的囊封体312，以及从囊封体312突出的第一引脚313及第二引脚314。第二引脚314具有电连接在一起的两个连接器。

两端子整流器300包含第一芯片安装垫301及第二芯片安装垫302。第一引线分段304耦合到第一芯片安装垫301，且包含两件导体的第二引线分段305耦合到第二芯片安装垫302。在此实例中，两端子整流器300可具有与图2中的两端子整流器200类似的电路组件。第一半导体芯片310包含电力开关，所述电力开关可与图2中的电力开关210类似。如图3中所展示，第一半导体芯片310附接到第一芯片安装垫301。电力开关310的漏极(其可位于电力开关芯片310的底部处且在图3中未展示)可通过第一芯片安装垫301而耦合到第一引线分段304。第二半导体芯片330包含肖特基二极管，所述肖特基二极管可与图2中的肖特基二极管230类似。第二半导体芯片330附接到第一芯片安装垫301。肖特基二极管的阴极连接到位于电力开关芯片310的底部处且在图3中未展示的漏极，可通过第一芯片安装垫301而耦合到第一引线分段304。

第三半导体芯片340可附接到第二芯片安装垫302。第三半导体芯片340可包含可与图2中的电力管理电路250、控制电路270及驱动器电路280类似的电力管理电路、控制电路及驱动器电路。可与图2中的电容器260类似的电容器360附接到第二芯片安装垫302。电容器360的第一端通过第二芯片安装垫302而耦合到第二引线分段305，且电容器的第二端耦合到第三半导体芯片340中的电力管理电路。第一导电连接件341将第三半导体芯片340的输出引脚耦合到电力开关的栅极313。第二导电连接件342将肖特基二极管的阴极耦合到电力开关芯片310的源极311。在图3中展示为五个传导件(conduction)的第三导电连接件343将电力开关310的源极311连接到第二芯片安装垫302。

两端子整流器300中的囊封体312囊封第一半导体芯片、第二半导体芯片、第三半导体芯片及电容器、第一芯片安装垫及第二芯片安装垫，以及第一引线分段及第二引线分段的部分。在一些实例中，所述囊封体暴露第一芯片安装垫301的底部表面。

切换模式电力供应器(SMPS)(例如图1中所图解说明的SMPS 100)可在连续传导模式(CCM)或不连续传导模式(DCM)中进行操作。在SMPS 100的操作中，如上文结合图1所描述，初级侧控制器电路QP经配置以接通及关断电力晶体管M1来调节SMPS。当接通电力晶体管M1时，初级电流Ip在初级绕组Np中建立，所述初级绕组存储能量。存储于初级绕组Np中的能量被转移到次级绕组Ns以在电力晶体管M1的关断时间间隔期间诱导次级电流Is。在CCM中，系统在停止次级侧电流之前接通初级侧电流。在DCM中，存在不连续时间周期，在所述不连续时间周期中，停止初级侧及次级侧两者上的电流流动。

CCM操作可具有优于DCM操作的许多优点。举例来说，电压增益并不相依于负载，输入电流为连续的且并非脉动的，并且电感器电流的纹波分量可低于平均分量。此外，在CCM操作中，与DCM相比，可实现较高效率。相比来说，在DCM操作中，电压增益相依于负载及设计参数，输入电流为脉动的，且电感器电流的纹波分量为较高的并且所述电感器电流的RMS值为较高的。然而，与CCM相比，电感器的大小可减小。

此外，相同转换器可在两种模式中进行操作。举例来说，为获得经调节输出电压，模式可由电力负载及输入电压界定。举例来说，在低负载下，工作循环为低的，且电力供应器可在DCM中进行操作。相比来说，在高负载下，工作循环为较高的，且电力供应器可在CCM中进行操作。DCM的控制功能可为较简单的，其具有单极传递功能。然而，CCM的控制功能可为较复杂的，其需要双极传递功能。与具有双极响应的转换器相比，仅具有单极传递功能的转换器更容易补偿。一些常规转换器利用初级侧与次级侧之间的额外通信来实施CCM操作。举例来说，次级侧可具有用于从初级侧接收关断信号的同步引脚。在另一实例中，次级侧控制器可发信号通知初级侧控制器以指示次级侧为关断的。这些额外设计考虑可增加系统复杂性及成本。

本发明教示两端子整流器，所述两端子整流器包含位于单个封装中的电力MOSFET、肖特基二极管、电容器及控制电路。两端子整流器可用作电力转换器中的常规扩散二极管或常规同步整流器的两端子直接替代物。还描述对CCM操作的简单控制。参考图4到7图解说明上文所描述的使用两端子整流器的优点。

图4是图解说明体现本发明的特定方面的电力转换器的操作的波形图。图4图解说明在电力转换器(其与图1中的电力转换器100类似)的切换循环期间的各种参数的波形。如图4中所展示，在图410中，VGS表示初级侧及次级侧上的电力MOSFET的栅极-源极电压。实曲线401(以SW标记)图解说明作为被提供到图1中的初级侧上的电力开关M1的栅极的控制信号的结果的初级侧上的电力MOSFET的栅极-源极电压。虚曲线402(以SR标记)图解说明次级侧上的两端子整流器110中的电力MOSFET的栅极-源极电压。

在图4的图420中，I_pri图解说明变压器的初级绕组中的电流。两个图430及440图解说明针对两个不同整流器的变压器的次级绕组中的电流I_sec，如下文所解释。在图450中，V_DS(SW)图解说明初级侧上的电力开关(举例来说，图1中的电力开关M1)的漏极-源极电压。在图460中，Vsec图解说明跨越阴极K(210)及阳极A(202)的波形。

在图4中，切换循环由持续时间Ts标记，所述持续时间包含持续时间Ton及Toff。在Ton期间，去往初级侧电力开关的控制信号为接通的，且在Toff期间，去往初级侧电力开关的控制信号为关断的。在Vgs图410中，在时间Ton期间，初级侧MOSFET被接通，如由Vgs曲线401所展示，且在时间Toff期间，次级侧MOSFET被接通，如由Vgs曲线402所展示。在时间Ton期间施加去往初级侧电力开关的驱动电流。在图420中，初级绕组中的电流I_pri从零线性地增加到峰值直到电力开关M1由初级侧控制器关断为止。此时，次级绕组电流I_sec突然增加。

图430图解说明在次级侧上的整流器为常规同步整流器时的次级电流I_sec。在整流器作出响应以接通电力MOSFET之前，电流流动穿过电力MOSFET的寄生体二极管，从而形成跨越漏极及源极端子的约0.7V到1.2V的电压降。在电力MOSFET由同步控制电路接通之后，来自次级绕组的电流绕过体二极管而流动穿过电力MOSFET。由于小的导通电阻R_DS(on)，因此跨越电力MOSFET的电压降降低到(例如)约0.2V或更小。随着电流在次级绕组中线性地降低，跨越电力MOSFET的电压也降低。当跨越电力MOSFET的电压下降到参考电压时，同步控制电路关断电力MOSFET。在下一切换循环开始时，初级侧电力开关再次由初级侧电力控制器接通，且重复进行切换循环。

注意，在连续传导模式(CCM)操作中，在次级电流减小到零之前，初级电流开始增加。此外，在持续时间T_Don及T_Doff(还称作停滞时间)期间，初级开关及次级开关两者均被关断，且电流流动穿过整流器中的体二极管。在图4中，图430中的突出显示区指示穿过常规同步整流器中的体二极管的电流流动。所存储电荷(Qrr)需要被放电，此花费有限时间量，称作反向恢复时间。这些限制已导致在具有常规次级侧同步整流器的电力转换器中的CCM操作中的复杂控制电路。控制电路通常涉及在初级侧与次级侧之间进行通信以协调初级侧电力MOSFET及次级侧电力MOSFET的接通及关断的时序。

图4中的图440图解说明在次级侧上的整流器为结合图1到3所描述的两端子整流器时的次级电流I_sec。两端子整流器包含位于同一封装中的电力MOSFET及肖特基二极管，以及其它组件。可见，体二极管中的电流传导以及反向恢复电荷大体上减少。这些特征可使得能够使用两端子整流器进行CCM操作。在一些情形中，可在初级侧与次级侧之间不具有交握布置(例如，CCM同步信号)的情况下实现用于CCM操作的简单控制方法。在一些常规系统中，交握布置可涉及次级侧控制器上的额外同步引脚，且可增加系统的复杂性及成本。

图5到图7是图解说明体现本发明的特定方面的两端子整流器中的电压及电流的波形图。

图5是图解说明电力转换器(例如图1中的电力转换器100)中的具有同步MOSFET的整流器中的漏极-源极电压及电流的波形图500。图5标绘在切换循环期间的整流器的漏极-源极电压(VKA)510及MOSFET电流(IAK)520。举例来说，在时间T1期间，初级电流为接通的，且次级电流为关断的。因此，次级侧整流器被关断且未进行传导。因此，VKA为高的，且IAK为零。在时间T2期间，初级电流为关断的，且次级电流为接通的。因此，次级侧整流器被接通且进行传导。因此，VKA为低的，且IAK并非零。在过渡期间(举例来说，在时间T3及T4期间)，电流在体二极管中流动，此可导致电压振铃及电流尖峰。

图6是图解说明电力转换器(例如图1中的电力转换器100)中的具有与肖特基二极管并联连接的同步MOSFET的两端子整流器中的漏极-源极电压及电流的波形图600。在此实例中，整流器具有同步MOSFET，所述同步MOSFET与肖特基二极管在两个单独半导体芯片封装中并联连接。连接件包含短且较粗导线以减小寄生分量，例如布线电感及电阻等。

图6标绘在切换循环期间的整流器的漏极-源极电压(VKA)610及MOSFET电流(IAK)620。举例来说，在时间T1期间，初级电流为接通的，且次级电流为关断的。因此，次级侧整流器被关断且未进行传导。因此，VKA为高的，且IAK为零。在时间T2期间，初级电流为关断的，且次级电流为接通的。因此，次级侧整流器被接通且进行传导。因此，VKA为低的，且IAK并非零。在过渡期间(举例来说，在时间T3及T4期间)，电流在体二极管中流动，此可导致电压振铃及电流尖峰。可见，与图5中的曲线图相比，图6中的时间周期T3及T4中的体二极管电流及反向电流减小。

图7是图解说明体现本发明的特定方面的两端子整流器中的漏极-源极电压及电流的波形图700。在此实例中，两端子整流器与上文结合图2及3所描述的在电力转换器(例如图1中的电力转换器100)中的两端子整流器类似。两端子整流器包含位于单个封装中的电力MOSFET及肖特基二极管以及上文所描述的控制功能电路。图7标绘在切换循环期间的整流器的漏极-源极电压(VKA)710及MOSFET电流(IAK)720。MOSFET电流(IAK)720为经估计MOSFET电流，其中两端子整流器位于单个封装中，如上文所描述且图2及3中所图解说明。在图7中，来自图6的MOSFET电流(IAK)620叠加于MOSFET电流(IAK)720上。

举例来说，在时间T1期间，初级电流为接通的，且次级电流为关断的。因此，次级侧整流器被关断且未进行传导。因此，VKA为高的，且IAK为零。在时间T2期间，初级电流为关断的，且次级电流为接通的。因此，次级侧整流器被接通且进行传导。因此，VKA为低的，且IAK并非零。在过渡期间(举例来说，在时间T3及T4期间)，电流在体二极管中流动，此可导致电压振铃及电流尖峰。可见，与图6中的曲线图相比，图7中的时间周期T3及T4中的体二极管电流及反向电流减小。此外，还可改进系统的热效率。

图8是图解说明用于使用上文所描述的两端子整流器在CCM操作中操作回扫电力转换器的方法的波形图。在图8中，标记为“MOSFET栅极”的波形图解说明在切换循环Ts期间的整流器中的电力MOSFET的栅极电压。波形810图解说明施加到常规整流器中的MOSFET的栅极的控制信号。可见，在常规整流器的切换循环中，整流器在时间Ton期间被接通且在时间Toff期间被关断。波形VKA描绘在切换循环Ts期间的次级整流器的阴极(K)与阳极(A)之间的电压变化。如上文所描述，在回扫电力供应器中的常规CCM操作中，需要复杂控制电路且其涉及初级侧与次级侧之间的交握信号处置。

在图8中，波形820图解说明针对回扫电力转换器的CCM操作的两端子整流器中的电力MOSFET的栅极上的控制信号。在关断初级侧电流流动之后，次级电流流动穿过体二极管及肖特基二极管。当两端子整流器中的阴极(K)与阳极(A)之间的电压VKA低于预设值时，两端子整流器经接通以开始次级电感器放电循环Ton。当两端子整流器的阴极(K)与阳极(A)之间的电压小于预设参考电压时，将电力MOSFET关断。预设参考电压经选择以维持适当电流流动。两端子整流器可减少在电力转换器中的停滞时间期间的体二极管电流传导且减少体二极管的反向恢复时间。在两端子整流器中，控制电路可调整针对电力转换器的连续传导模式(CCM)操作的停滞时间。在关断时间Toff期间，初级侧经接通以实现CCM操作。因此，与常规控制信号810相比，此实施例中的两端子整流器控制信号820具有较短接通时间及较长关断时间。此外，可在不具有CCM同步信号的情况下使用具有较简单DCM控制设计的两端子整流器来实施CCM操作。在一些情形中，可实证地或使用模拟技术来确定接通时间及关断时间。