具体实施方式

下面详细解释不同的实施例。这些实施例仅用于说明的目的，并且不应被解释为限制性的。虽然在一些实施例中描述了特定的实现细节，但是在其它实施例中，可以使用具有其它特征(例如，部件、过程、元件等)的其它实现方式。

不同实施例的特征可以彼此组合，只要没有另外说明即可。针对实施例中的一个实施例描述的变型和修改也可以应用于其它实施例，并且因此将不重复解释。除了明确示出和描述的特征外，可以提供其它特征，例如在具有斩波装置的常规系统中使用的特征。

这里描述的连接和耦合是电连接或电耦合，只要没有明确说明即可。只要连接或耦合的基本工作方式基本保持不变，这种连接或耦合就可以被修改。

图1示出根据一个实施例的系统。

图1的系统包括信号源10。信号源10例如可以具有用于检测物理参量的传感器、并且必要时具有用于处理由传感器输出的信号的其它部件，如滤波器和放大器。也可以使用其它类型的信号源，例如音频信号源。

来自信号源10的信号被输送给斩波装置11。斩波装置11在其输入端处具有斩波调制器13，并且在其输出端处具有斩波解调器14。斩波装置11可以是常规地使用斩波的任何类型的装置，诸如用于将从信号源10输出的模拟信号转换成数字信号的模数转换器、或用于放大由信号源10提供的信号的放大器。斩波装置11的输出信号在由斩波解调器14解调之后被输送给信号接收器(Signalsenke)12。

在包括传感器的信号源10的情况下，例如可以在信号接收器12中进一步处理传感器信号，并且例如根据传感器信号控制其它装置。也可以使用处理来自信号源的信号的其它类型的信号接收器。

此外，图1的系统具有用于产生具有可变斩波频率fchop的斩波信号c的设备15。信号c例如能够具有交替的值+1和-1，该值与斩波调制器13中信号源10的信号或在斩波解调器14中斩波装置11的信号相乘。也可以使用在常规斩波器中使用的其它信号序列。斩波信号c具有可变斩波频率，也就是说，例如从+1到-1的切换(或斩波信号c的其它信号值)不以固定的频率进行，而是围绕一定的频率变化。这种变化可以按照预定的方案(即预先给定的频率序列)随机或伪随机地进行。这种伪随机地产生可变斩波频率的可能实现方式将在后面参照图4至图6来解释。通过使用这种可变斩波频率可以减小在高频率时的干扰信号，例如在较大的频率范围上分布，为此具有较低的强度。然而，在没有其它措施的情况下，在被输送给信号接收器12的输出信号中的纹波或者偏移会剩余、或者通过可变斩波频率增加。

为了抑制或减少这种效应，在图1的系统中进一步提供从斩波解调器14的输出端至斩波装置11的反馈路径16。经由反馈路径16调节斩波装置11的偏移。许多斩波装置、诸如模数转换器或放大器提供了调节偏移的可能性。在模数转换器中，这可以通过从输出中增加或减去可设定的数字值来实现；在放大器的情况下，这可以例如通过设定放大器的偏置电压来实现。在其它实施例中，也可以用来自反馈路径的信号修改斩波装置11的输入信号。

反馈路径可以是模拟的、数字的或二者的混合，并且通过处理由斩波解调器14输出的信号，可以产生补偿信号，利用该补偿信号可以消除或至少减少通过可变斩波频率引起的这种纹波和剩余偏移。为此，反馈路径可以具有积分器。反馈路径可以具有滤波器功能，该滤波器功能完全或部分地抑制系统的有效信号(即来自信号源10的并且由斩波装置11处理的有效信号)，并且允许由可变斩波频率产生的纹波和/或偏移通过，使得斩波装置11可以基于这些纹波和/或偏移被相反地控制，以便然后在系统的输出端处抑制这些纹波和/或偏移。

例如，如果斩波装置11是具有开环增益为G的放大器，则放大器处的反馈函数H引起放大器输出端处的反函数G/(1+GH)。在增益G足够大的情况下，这导致近似与1/H成比例的特性。当反馈信号现在表示纹波和/或偏移时，这些纹波和/或偏移将被抑制。另一方面，由于抑制了反馈路径中的有效信号，所以放大器的输出端处的有效信号很少受到反馈的影响。

通过可变斩波频率和反馈路径的这种组合，可能的是，利用可变斩波频率的优点，尤其是在频率是固定斩波频率数倍的情况下降低干扰，并且同时将纹波和偏移显著降低到零或接近零。此外，可以减小在随后的系统中如信号接收器12中的调制效应，并且可以减小在斩波频率附近的有效信号的滤除。然而，在没有反馈路径16的情况下，使用可变斩波频率会带来开头描述的缺点。在斩波器14的输出端处不需要低通滤波器或陷波滤波器，并且不会发生与之相关的缺点。此外，能够降低相对于高频的干扰信号的灵敏度。也可以通过反馈路径16降低或避免在有效信号范围中的噪声的提高，在常规的方案中该噪声与可变斩波频率相伴随。

反馈路径16如上所述引起对输出信号的有效滤波。在一些实施例中，通过反馈路径的该滤波的滤波频率(例如如上所述的用于滤除有效信号的低通滤波的边界频率)至多是可变斩波频率的重复频率的二分之一。该重复频率说明频率序列在伪随机序列或预先给定顺序的情况下重复多快。在一些实现方式中，这可以增加系统的稳定性，尤其是使得从反馈路径16输出的信号被更好地调准到稳定值。尤其，这使得反馈路径不能跟随变换的斩波频率。这可以具有的附加效果是，在斩波频率附近的有效信号被较少地抑制。

附加地或备选地，滤波频率可以至多是可变斩波频率的最小斩波频率的二分之一。

在一些实施例中，斩波信号c的可变斩波频率变化的频率范围在有效信号范围上方，即在由信号源10输出的信号的频率范围的上方。这可以防止有效信号范围中的纹波能量增加。在一些实施例中，在有效信号范围上方使用相对宽的频率范围，以便在频率是斩波频率数倍的情况下尽可能宽地分布能量。例如有效频率范围能够达到200kHz，平均斩波频率处于300kHz，其中可变斩波频率在200kHz与400kHz之间变化。在这种情况下，反馈路径于是可以具有小于100kHz的滤波频率。然而，这些数字示例仅用于说明的目的，并且根据实现方式，其它值也是可能的。

图2示出用于说明根据一些实施例的方法的流程图。例如，图2的方法可以在图1的系统中实现，并且为了避免重复而参照图1进行描述。然而，图2的方法也可以在其它系统中、例如在下面描述的系统中实施，并且因此不限于任何特定的装置。虽然在20和21处描述图2的具有两个部分的方法，但是所描述的过程可以基本上同时执行，如图1中的情况一样。

在步骤20中，具有可变斩波频率的斩波信号、例如图1的斩波信号c被提供给斩波组件，例如斩波调制器13和斩波解调器14。在21处，提供从输出端至斩波装置的反馈，例如以便如针对图1的反馈路径16所描述的那样设定斩波装置的偏移。

图3，由图3A至图3D组成，示出根据另一实施例的系统，其中参考图1和图2讨论的技术被应用于处理来自使用旋转电流技术操作的霍尔传感器的信号的特定情况。在旋转电流技术中，对霍尔传感器的被输送偏置电流的端子和被分接有霍尔电压的端子进行循环地交换，这可以用于补偿霍尔传感器的偏移。在图3A至图3D中，示出四阶段旋转电流技术的应用，其中，图3A至图3D中的每个图示出图中用PH1至PH4表示的阶段。首先，将参照图3A描述装置。在图3B至图3D中仅针对其它阶段示出相同的装置。

图3的装置具有霍尔传感器30，霍尔传感器通过四个电阻31至34的电路来表示。电阻之间的节点被标记为hnw、hne、hse和hsw。

当在两个相对节点之间施加偏置电流时，能够在两个其它节点之间分接霍尔电压。在图中，箭头314分别示出在图3A的情况下从节点hnw至节点hse施加的偏置电流。于是在图3A的情况下相应地在节点hne和hsw之间分接霍尔电压，并且将所述霍尔电压输送给斩波调制器35。第一斩波器35的输出端经由直流电压耦合部36与差分放大器37连接，该直流电压耦合部传输斩波调制器35的输出信号的直流分量。差分放大器37是斩波装置的一个示例。

差分放大器37的输出信号被输送到斩波解调器38。斩波解调器38的输出信号在运算放大器39中被缓冲并且被输出。另一方面，输出信号被输送给包括模拟解调器310、模数转换器311、反馈控制装置312和数模转换器313的反馈路径。数模转换器313的输出信号改变差分放大器37的偏移。

在运行中，具有非恒定的斩波频率fchop(由“fchop≠常数”表示)的斩波信号被施加到斩波调制器35和斩波解调器38。与此同步地，旋转电流方法也以非恒定的频率fspin运行，所述频率fspin可以是fchop的整数倍(例如2*fchop)。

在图3A的阶段1中，如已经解释的，偏置电流被施加在端子hnw和hse之间，并且霍尔电压在端子hne和hsw之间分接。这产生电压+Vs+Voh–Vnl1，其中，Vs是由磁场引起的要实际测量的电压，Voh是霍尔传感器30的偏移，并且Vnl1是由于电阻31至34没有表现出相同特性并且此处由电阻32引起产生的电压。该电压由差分放大器37放大，其中附加地加入了放大器37的偏移Voa。然后，在斩波器38的输出端存在电压+Vs+Voh+Voa-Vnl1。在解调器310中利用斩波频率再次解调输出信号，并且然后经由反馈控制装置312基于该调制的信号设定差分放大器37的偏移。该反馈路径可以基本上如上面关于反馈路径16所描述的那样工作，使得有效信号经由反馈控制装置312被抑制并且然后差分放大器37基于纹波和/或偏移而被操控。

斩波调制器35中的线示出霍尔传感器30与差分放大器37在每个阶段PH1至PH4中的连接的示例。基本上，这在所示实施例中被实现为使得Voh(霍尔桥偏移)和Voa(放大器偏移)同步运行，而与此相反，信号Vs的正负符号改变，使得如下面所描述的那样，两者可以在结束时被分离并且偏移可以被抑制。斩波解调器38中的线示出从差分放大器37至系统的输出端(如果实现差分输出，则分别为正输出端)的连接。

在图3B的阶段2中，偏置电流被施加在端子hsw和hne之间，即，以与图3A的阶段1中相反的方向施加，并且输出信号相应于-Vs-Voh-Vnl1。得到+Vs+Voh+Voa+Vnl1作为差分放大器37的输出信号，并且得到+Vs+Voh+Voa+Vnl1作为斩波解调器38的输出信号。在图3C和图3D的阶段中，然后将偏置电流314以不同的极性施加在端子hne和hsw之间，并且在端子hnw和hse之间分接霍尔电压。这在图3C的情况下产生输出电压+Vs-Voh-Voa+Vnl2，并且在图3D的情况下同样产生输出信号+Vs-Voh-Voa-Vnl2。当这四个输出信号相加时，Voh和Voa分量彼此补偿，并且保留4Vs的值。

上述说明首先适用于在时间平均上保持不变的(DC)信号。在此，交流分量(AC)已经保持在高调制的斩波频率的情况下，例如Voa分量在时间平均上消失，然而所述Voa分量在输出端处作为具有+Voa和-Voa的交流电压信号出现。+Voa/-Voa之间的交变频率等于斩波频率。

反馈路径310至313现在作为差分放大器37中的该交流电压信号的负反馈工作，使得在反馈路径(相应于其滤波频率)瞬态振荡之后在传感器的输出端处交流分量消失。

此外，通过可变斩波频率结合反馈，可以在抑制由可变斩波频率引起的偏移或纹波的同时实现更高频率情况下的干扰信号。

图4A和图4B示出随时间变化的可变斩波频率的示例，其中，分别关于时间绘制斩波频率。在图4A中，斩波信号1至11的十一个周期随着时间绘制，其中频率在300和180kHz之间。这种频率例如可以利用伪随机数发生器来产生。在图4B中示出可变频率的另一个示例。这里，在一定时间之后重复频率的模式，其中，在图4B中示出两次重复。因此，该重复具有上面解释的重复频率。

现在将解释用于产生可变斩波频率的可行方案。

图5A示出一种装置，该装置具有由电源电压VDDA供应的振荡器区段50和区段51，该区段由电源电压VDDD供应并且包括分频器52至55和伪随机发生器56和57。产生具有可变斩波频率的斩波信号的一种可行方案在于，将随机序列从伪随机发生器57输送给振荡器区段的抖动寄存器，由此斩波信号的频率被改变。这例如可以通过相应于用于张弛振荡器的积分器电流的抖动寄存器选择二进制加权的电流源来进行。在数控振荡器(DCO)的情况下，抖动寄存器可以是控制字的一部分，并且因此频率也可以变化。否则，频率由Trim_OSC信号设定。振荡器区段50例如可以输出具有约6MHz的频率的信号，必要时通过对抖动寄存器的控制而改变。

附加或备选于经由抖动寄存器进行的变化，伪随机发生器56的输出信号可以控制可变分频器52，可变分频器将其输入信号的频率可变地除以5与8之间的因子(在所示的示例中为5、6、7、8)，并且由此产生可变频率。在图5A的实施例中，还在可变分频器下游连接固定分频器53、54，用于将频率除以二，以便产生斩波信号Clk_chop，该斩波信号Clk_chop在数字示例中可以具有250kHz、187.5kHz、214.28kHz或300kHz的频率。此外，在分频器53和54之间还分出信号Clk_spin，该信号可以用作用于旋转电流方法的时钟信号并且该信号具有信号Clk_chop的两倍的频率。此外，振荡器信号直接被输送给分频器55，该分频器将信号除以二，以便产生信号Clk_adc，该信号例如可以用作用于模数转换器的时钟信号。

图5A的示例中的所有数字仅用于说明，并且也可以使用其它值、其它数量的分频器、或其它的分频比。此外，振荡器区段50的抖动寄存器和可变分频器52可以被共同地使用，但是也可以彼此独立地使用，以便产生可变斩波频率。

图5B示出可以利用没有抖动寄存器但是具有可变分频器52的图5A的装置来产生的信号的示例。图5B中的曲线58示出斩波信号Clk_chop的示例，其中，上面示出了可变分频器52的分频比。此外，根据以两倍频率运行的信号Clk_spin说明旋转电流技术的阶段。这也仅用作说明性示例。

图6示出伪随机发生器的示例，伪随机发生器利用移位寄存器链来实现，并且控制可编程分频器60，可编程分频器可以对应于图5A的可变分频器52，以便从振荡器信号fosc产生具有可变斩波频率fchop的信号。也可以使用伪随机数发生器的其它实现方式。

图7示出反馈路径的实施示例，如在图3的实施例中可以使用的反馈路径那样。

图7的反馈路径在解调器70处接收来自斩波装置的在斩波解调器之后(并且必要时在如由图3的运算放大器39增益之后)的输出信号rm，解调器的功能对应于图3C的模拟解调器310。解调器70的输出信号被输送给模数转换器71，在所示的示例中，模数转换器是1比特模数转换器，即输出1比特信号的模数转换器。在图7中，输出信号被表示为comprr_o。示出旋转电流方法的多个阶段的这个信号的示例(PH1至PH4的2倍)。

信号comprr_o被提供给积分器72，积分器可以被实现为简单的向上/向下计数器，并且根据信号comprr_o的值向上或向下计数。

为了图示积分器的功能，示例信号的幅度78例如示出在阶段PH1至PH4中的放大器Voa的偏移信号。幅度79示出在阶段PH1至PH4中的有效信号。因为有效信号对于相同的部分有时出现正有时出现负，所以有效信号在积分器72中被求平均并且由此被抑制，而根据幅度78的Voa分量(偏移)总是进一步积分。

当输出信号中的不期望分量通过由反馈路径所引起的负反馈消失时，所述积分则在相应的斩波装置(在图7的情况下，放大器77)的通过反馈路径进行的运行中结束。然后设定了系统。

从积分器72输出的信号例如可以是12比特信号。积分器72的输出信号被输送给数模转换器，在所示的示例中为13比特ODAC(目标数模转换器)。然后，将这样生成的信号经由电阻76叠加到放大器77的输入端，放大器是斩波装置的一个示例。在此，反馈信号的信号因此在放大器77的输入端处被馈入，这也有效地改变了放大器77的偏移。在放大器处然后又分接信号“纹波测量”作为用于反馈路径的输入信号。这也可以在放大器77的输出端或者在斩波解调器之后如上面阐述的那样进行。

图7仅示出反馈路径的一种可能的实现方式，并且可以考虑其它实现方式，例如，在具有恒定斩波频率的系统中类似地使用的实现方式。

现在将参照图8至图10进一步说明本文讨论的装置的效果。所示出的曲线的精确走向取决于相应的实现方式，从而所示曲线仅应理解为示例。图8示出对于曲线81中的固定斩波频率和对于曲线80中的可变斩波频率的诸如图3的系统之类的系统的输出信号的信号变化曲线。如所见，在固定斩波频率fchop的情况下，信号的抑制非常大(可见向下的明显峰值)。通过在fchop周围变化的可变斩波频率，在fchop附近的信号的抑制较小(通过较小的和向下分布的峰值可见)。因此，这种较少的抑制导致每个斩波频率仅在短的时间内出现。

如此外在图9的曲线中可以看出的，尤其是特定的高频的干扰敏感性在具有恒定斩波频率的曲线90中比在具有随机斩波频率的曲线91中明显更显著。

此外，图10中的曲线1002示出噪声密度，并且曲线1001示出累积的噪声密度，其中尤其在高频率时出现比在传统方法中明显更小的尖峰，并且特别是没有频率突出。在曲线1001中可见，由于保留的纹波，不存在在斩波频率附近的跳跃式的提高，而是仅如理论上可预测的那样以10dB/dec相应于带宽地增加。如果仅使用可变斩波频率而没有反馈，则高频率处的纹波将不期望地被注意到并且整个累积的噪声被放大。因此，通过反馈也明显降低了通过以可变斩波频率进行斩波而形成的剩余纹波。

一些实施例由以下示例限定：

示例1.一种系统，包括：

斩波装置，具有在输入端处的斩波调制器和在输出端处的斩波解调器；

用于向所述斩波调制器和所述斩波解调器提供具有可变斩波频率的斩波信号的设备；以及

从所述斩波解调器的输出端至所述斩波装置的反馈路径，所述斩波装置被设置成减少由所述可变斩波频率引起的纹波或偏移。

示例2.根据示例1所述的系统，其中，所述反馈路径的输出信号被设置成设定所述斩波装置的偏移。

示例3.根据示例1或2所述的系统，其中，所述可变斩波频率具有重复频率，所述斩波频率以所述重复频率重复，并且

其中所述反馈路径具有滤波频率，所述滤波频率至多是所述重复频率的二分之一。

示例4.根据示例1至3中任一项所述的系统，其中，所述可变斩波频率处于在所述斩波装置的有效频率范围上方的频率范围中。

示例5.根据示例1至4中任一项所述的系统，其中，所述反馈路径具有滤波频率，所述滤波频率至多是所述可变斩波频率的最小斩波频率的二分之一。

示例6.根据示例1至5中任一项所述的系统，其中，所述反馈路径包括解调器和积分器，所述解调器被设置成基于所述斩波信号来工作。

示例7.根据示例1至6中任一项所述的系统，还包括旋转电流霍尔传感器，其中，所述旋转电流霍尔传感器的输出端与所述斩波调制器的输入端耦合，其中，所述旋转电流霍尔传感器被设置成以可变旋转频率运行，所述可变旋转频率是所述可变斩波频率的整数倍。

示例8.一种方法，包括：

向斩波组件提供具有可变斩波频率的斩波信号，以及

提供从斩波组件的输出端至斩波装置的反馈，以补偿由可变斩波频率引起的纹波或偏移。

示例9.根据示例8所述的方法，其中，所述反馈被设置成设定所述斩波装置的偏移。

示例10.根据示例8或9所述的方法，其中，所述可变斩波频率具有重复频率，所述斩波频率以所述重复频率重复，以及

其中，所述反馈具有滤波频率，所述滤波频率至多是所述重复频率的二分之一。

示例11.根据示例8至10中任一项所述的方法，其中，所述可变斩波频率处于在斩波装置的有效频率范围上方的频率范围中，所述有效频率范围与所述斩波组件关联。

示例12.根据示例8至11中任一项所述的方法，其中，所述反馈具有滤波频率，所述滤波频率至多是所述可变斩波频率的最小斩波频率的二分之一。

示例13.根据示例8至12中任一项所述的方法，其中，提供所述反馈包括：基于所述斩波信号对所述斩波组件的输出信号进行解调，并且对解调的输出信号进行积分。

示例14.根据示例8至13中任一项所述的方法，还包括利用旋转电流技术来运行霍尔传感器，其中，所述霍尔传感器的输出端与所述斩波组件的输入端耦合，其中，以可变旋转频率运行所述旋转电流技术，所述可变旋转频率是所述可变斩波频率的整数倍。

虽然在本说明书中已经示出和描述了具体实施例，但是本领域普通技术人员将认识到，在不背离所示出的本发明的范围的情况下，可以选择各种备选和/或等同的实现方式来替换在本说明书中示出和描述的具体实施例。本申请旨在覆盖这里讨论的特定实施例的所有改编或变化。因此，本发明旨在仅由权利要求和权利要求的等同物来限制。