具体实施方式

以下,参照附图,对本发明的实施方式的电动机控制装置、电动机系统以及电动机控制方法进行详细说明。

[实施方式1]

图1是示出本发明的实施方式1的电动机系统1-1的构成例的图。图2是示出图1所示载波产生部37、PWM信号生成部32等的构成例的图。图1所示电动机系统1-1控制电动机4的旋转动作。电动机系统1-1所搭载的机器为例如复印机、个人计算机、冰箱等,但是该机器不限于此。电动机系统1-1至少包括电动机4、电动机控制装置100-1。

电动机4具有多个绕组。电动机4例如具有包括U相绕组、V相绕组以及W相绕组的3相绕组。作为电动机4的具体例子,可以举出3相的无刷电动机等。

电动机控制装置100-1通过逆变器对电动机进行驱动,该逆变器通过依据包括3相的PWM信号的通电模式而对3相桥连接的多个开关元件进行接通断开(ON、OFF)控制,从而将直流转换为3相交流。电动机控制装置100-1包括逆变器23、电流检测部27、电流检测定时调整部34、驱动电路33、通电模式生成部35、载波产生部37、以及时钟脉冲产生部36。

逆变器部即逆变器23是通过多个开关元件的开关将自直流电源21供给的直流转换为3相交流,并且使3相交流的驱动电流流过电动机4,从而使电动机4的转子旋转的电路。逆变器23基于由通电模式生成部35生成的多个通电模式(更具体而言,由通电模式生成部35内的PWM信号生成部32生成的3相的PWM信号),对电动机4进行驱动。

逆变器23具有3相桥连接的多个开关元件25U+、25V+、25W+、25U-、25V-、25W-。开关元件25U+、25V+、25W+是分别经由正侧母线22a与直流电源21的正极侧连接的高侧开关元件(上桥臂)。开关元件25U-,25V-,25W-是分别与直流电源21的负极侧(具体而言,接地侧)连接的低侧开关元件(下桥臂)。多个开关元件25U+、25V+、25W+、25U-、25V-、25W-分别依据基于上述通电模式中包含的PWM信号而自驱动电路33供给的多个驱动信号中的对应的驱动信号,成为接通或断开。以下,在不特别区别的情况下,有时将多个开关元件25U+、25V+、25W+、25U-、25V-、25W-仅称为开关元件。

开关元件25U+和开关元件25U-的连接点与电动机4的U相绕组的一端连接。开关元件25V+和开关元件25V-的连接点与电动机4的V相绕组的一端连接。开关元件25W+和开关元件25W-的连接点与电动机4的W相绕组的一端连接。U相绕组、V相绕组、以及W相绕组的各自的另一端彼此连接。

作为开关元件的具体例子,可以举出N沟道型的MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor)、IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor)等。但是,开关元件不限于此。

电流检测器24s输出与流过逆变器23的直流侧的电流的电流值对应的检测信号Sd。图1所示电流检测器24产生与流过负侧母线22b的电流的电流值对应的检测信号Sd。电流检测器24例如是配置于负侧母线22b的电流检测元件,更具体而言,其为插入负侧母线22b的分流电阻。分流电阻等的电流检测元件作为检测信号Sd产生与流过自身的电流的电流值对应的电圧信号。需要说明的是,电流检测器24为输出与流过负侧母线22b的电流的电流值对应的检测信号的元件即可,其可以为CT(Current Transformer)等的传感器。

电流检测部27基于由通电模式生成部35生成的多个通电模式(更具体而言,3相的PWM信号),取得检测信号Sd,从而对流过电动机4的U、V、W各相的相电流Iu、Iv、Iw进行检测。更具体而言,电流检测部27通过与多个通电模式(更具体而言,3相的PWM信号)同步的取得定时,取得检测信号Sd,从而对流过电动机4的U、V、W各相的相电流Iu、Iv、Iw进行检测。检测信号Sd的取得定时由电流检测定时调整部34设定。

例如,电流检测部27在由电流检测定时调整部34设定的取得定时,将由电流检测器24产生的模拟电圧的检测信号Sd导入AD(Analog to Digital)转换器。该AD转换器设于电流检测部27。并且,电流检测部27通过对导入的模拟的检测信号Sd进行AD转换使其成为数字的检测信号Sd,并且对AD转换后的数字的检测信号Sd进行数字处理,从而对电动机4的U、V、W各相的相电流Iu、Iv、Iw进行检测。通过电流检测部27检测的各相的相电流Iu、Iv、Iw的检测值被供给至通电模式生成部35。时钟脉冲产生部36通过内置的震荡电路生成规定频率的时钟脉冲,并且将生成的时钟脉冲输出至载波产生部37。需要说明的是,时钟脉冲产生部36例如与电动机控制装置100-1电源投入同时开始动作

通电模式生成部35包括占空比设定部31以及PWM信号生成部32。通电模式生成部35基于由电流检测部27检测的电动机4的相电流Iu、Iv、Iw的检测值,生成使逆变器23通电的模式(逆变器23的通电模式)。逆变器23的通电模式可以说成使电动机4通电的模式(电动机4的通电模式)。逆变器23的通电模式例如包括以电动机4进行旋转的方式使逆变器23通电的3相的PWM信号。

另外,通电模式生成部35在通过矢量控制生成逆变器23的通电模式的情况下,除了占空比设定部31以及PWM信号生成部32之外,还具有矢量控制部30。需要说明的是,虽然在本实施方式通过矢量控制生成逆变器的通电模式,但是不限于此,也可以通过vf控制等求得各相的相电圧。

在自外部给予电动机4的旋转速度指令ωref后,矢量控制部30基于电动机4的旋转速度的测定值或推定值和旋转速度指令ωref的差值,生成转矩电流指令Iqref和励磁电流指令Idref。矢量控制部30基于电动机4的U、V、W各相的相电流Iu、Iv、Iw,通过使用转子位置θ的矢量控制运算,计算转矩电流Iq以及励磁电流Id。矢量控制部30对于转矩电流指令Iqref和转矩电流Iq的差值,例如进行PI控制运算,从而生成电圧指令Vq。矢量控制部30对于励磁电流指令Idref和励磁电流Id的差值,例如进行PI控制运算,从而生成电圧指令Vd。矢量控制部30使用上述转子位置θ将电圧指令Vq、Vd转换为U、V、W各相的相电圧指令Vu*、Vv*、Vw*。各相的相电圧指令Vu*、Vv*、Vw*被供给至占空比设定部31。

占空比设定部31基于输入的各相的相电圧指令Vu*、Vv*、Vw*,设定用于生成3相的PWM信号的占空比(各相的占空比的设定值)Udu、Vdu、Wdu。

对各相的占空比Udu、Vdu、Wdu的设定方法的具体例子进行说明。如下述(1)～(3)式所示,各相的占空比Udu、Vdu、Wdu基于调制率modU、modV以及modW进行设定。基于下述(1)～(3)式获得的各相的占空比Udu、Vdu、Wdu例如成为相位分别相差120度的正弦波状的波形。需要说明的是,各相的占空比Udu、Vdu、Wud的波形的例子后述。

Udu＝modU×(载波上限值)···(1)

Vdu＝modV×(载波上限值)···(2)

Wdu＝modW×(载波上限值)···(3)

PWM信号生成部32通过将由占空比设定部31设定的各相的占空比Udu、Vdu、Wdu和载波C的电平进行比较,从而生成包括3相的PWM信号的通电模式。载波C是电平进行周期增减的载波信号。PWM信号生成部32将各相的占空比的各设定值与载波C的电平进行比较。PWM信号生成部32基于该比较结果,在PWM信号的占空比的设定值比载波C的电平大的期间内,将该PWM信号的电平设定为高电平。另一方面,PWM信号生成部32基于该比较结果,在PWM信号的占空比的设定值比载波C的电平小的期间内,将该PWM信号的电平设定为低电平。PWM信号生成部32也生成使上桥臂驱动用的3相的PWM信号反转的下桥臂驱动用的PWM信号,并且根据需要附加空载时间后,将生成的包括PWM信号的通电模式输出至驱动电路33。

驱动电路33依据被给予的包括PWM信号的通电模式,输出使逆变器23中含有的六个开关元件25U+、25V+、25W+、25U-、25V-、25W-进行开关的驱动信号。由此,3相交流的驱动电流被供给至电动机4,电动机4的转子旋转。

电流检测定时调整部34基于自PWM信号生成部32供给的载波C、以及由PWM信号生成部32生成的PWM信号,决定电流检测部27在载波C的1周期内用于对3相(三个相)的相电流中的、2相(两个相)的相电流进行检测的取得定时。

需要说明的是,电流检测部27、通电模式生成部35以及电流检测定时调整部34的各功能通过CPU(Central Processing Unit)借助在未图示的存储装置中以可读取的方式存储的程序而进行动作来实现。例如,这些各功能通过包括CPU的微型计算机中的硬件和软件的协作来实现。

接下来,使用图2对载波产生部37以及PWM信号生成部32的详细内容进行说明。

载波产生部37包括增减计数器12、比较器13、比较器14以及触发器15。

自图1所示时钟脉冲产生部36输出的时钟脉冲、计数开始信号以及计数初始值信号被输入增减计数器12。

增减计数器12在被给予计数开始信号后,开始时钟脉冲的计数,通过计数值的累计加法运算(每次输入时钟脉冲则加1)或累计减法运算(每次输入时钟脉冲则减1),输出三角波载波即载波C。

另外,在增减计数器12中设定有计数的初始值,该初始值由上述计数初始值信号进行设定。

比较器13对增减计数器12的计数值和事先决定的上限值进行比较,其对计数值达到上限值进行检测而输出检测信号INT1。

比较器14对增减计数器12的计数值和事先决定的下限值进行比较,其对计数值到达下限值进行检测而输出检测信号INT2。

触发器15通过来自比较器13的输出而对增减计数器12输出低电平的“L”信号,并且通过来自比较器14的输出而对增减计数器12输出高电平的“H”信号。

增减计数器12在自触发器15输入“H”信号后,对时钟脉冲的计数值进行累计加法运算,在输入“L”信号后,对时钟脉冲的计数值进行累计减法运算。因此,来自触发器15的“H”信号是用于进行累计加法运算的加法运算指令,“L”信号是用于进行累计减法运算的减法运算指令。

在触发器15中被给予初始指令值信号。触发器15的初始状态是“H”还是“L”由上述初始指令值信号进行设定。

比较器13的检测输出、即检测到计数值到达上限值的信号如上所述被给予触发器15,同时作为检测信号INT1被输出。

而且,各相的比较器14的检测输出、即检测到计数值到达下限值的信号如上所述被给予触发器15,同时作为检测信号INT2被输出。

PWM信号生成部32包括三个比较器16、17、18、PWM电路108、以及中断控制器109。

比较器16进行U相的占空比Udu与载波C的比较,并且将比较结果作为脉冲进行输出。具体而言,比较器16将占空比Udu的值与载波C的振幅进行比较,在载波C的振幅为占空比Udu以上的区间内输出“H”信号,在载波C的振幅小于占空比Udu的区间内输出“L”信号。

比较器17进行V相的占空比Vdu与载波C的比较,并且将比较结果作为脉冲进行输出。具体而言,比较器17将占空比Vdu的值与载波C的振幅进行比较,在载波C的振幅为占空比Vdu以上的区间内输出“H”信号,在载波C的振幅小于占空比Vdu的区间内输出“L”信号。

比较器18进行W相的占空比Wdu与载波C的比较,并且将比较结果作为脉冲进行输出。具体而言,比较器18将占空比Wdu的值与载波C的振幅进行比较,在载波C的振幅为占空比Wdu以上的区间内输出“H”信号,在载波C的振幅小于占空比Wdu的区间内输出“L”信号。

PWM电路108基于来自比较器16、17、18的输出,输出具有与各相的电圧指令的变化相应的接通断开区间的六种PWM信号。在六种PWM信号中,包括用于驱动U相上桥臂的开关元件的PWM信号、用于驱动U相下桥臂的开关元件的PWM信号、用于驱动V相上桥臂的开关元件的PWM信号、用于驱动V相下桥臂的开关元件的PWM信号、用于驱动W相上桥臂的开关元件的PWM信号、以及用于驱动W相下桥臂的开关元件的PWM信号。六种PWM信号被给予逆变器23的各开关元件的门极。在六种PWM信号作用下,进行各开关元件的接通断开动作。由此,自逆变器23输出U相、V相、W相的各电圧,并且外加于电动机4。需要说明的是,对于具体的通电方式,虽然在实施方式1中使用了三角波比较法,但是不限于三角波比较法,可以使用空间矢量法等其他的方式对各相的电圧进行输出。

另外,PWM电路108例如在PWM信号的上升的定时生成中断信号,并且输入中断控制器109。中断控制器109接收来自PWM电路108的中断信号,并且对于电流检测部27给予A/D转换的指令。由此,电流检测部27在中断信号产生的定时进行检测信号Sd的A/D转换。

接下来,使用图2以及图3,对生成各相的三角波载波的原理进行说明。图3是用于说明生成各相的三角波载波的原理的图。在图3中示出了载波C的波形。

在图2中,计数开始信号被输入增减计数器12后,增减计数器12开始来自时钟脉冲产生部36的时钟脉冲的计数。如上所述,在增减计数器12中设定有初始值,该初始值例如设定为0。因此,增减计数器12从0开始计数。另外,对增减计数器12指示累计加法运算、累计减法运算的触发器15的输出在初始状态下被设定为“H”。初始状态是给予初始指令值信号时刻的触发器15的输出状态。因此,若增减计数器12开始计数,则进行计数值的累计加法运算。作为上述的结果,如图3所示,增减计数器12的输出自下限值(初始值)即0朝向上限值T如箭头a1那样随时间而增加。

并且,若计数值到达上限值T,则比较器13对其进行检测,并且将检测信号INT1给予触发器15。触发器15基于该信号而反转,从而输出“L”。因此,增减计数器12的动作自累计加法运算转变为累计减法运算,如图3所示,其输出自上限值T朝向下限值0如箭头b1那样随时间减少。

并且,若计数值达到下限值0,则比较器14对其进行检测,并且将检测信号INT2给予触发器15。触发器15基于该信号而反转,从而输出“H”。因此,增减计数器12的动作再次转变为累计加法运算,其输出自下限值0朝向上限值T如箭头c1那样增加。

通过重复这样的累计加法运算、累计减法运算的动作,自增减计数器12输出图3所示三角波的载波C。

需要说明的是,在实施方式1中,虽然使载波C自谷部(下限值)产生,但是也可以使载波C自山部(上限值)产生。在该情况下,载波C的初始值为T(上限值),初始指令值为“L”,其与自谷部产生的载波相比相位错开1/2周期。

需要说明的是,在实施方式1中,虽然将载波C通过三角波进行输出,但是也可以进行利用了输出比较器的锯齿波等的输出。

图4是示出多个PWM信号U、V、W的波形、这些PWM信号的每一周期的载波C的波形、以及各相的占空比Udu、Vdu、Wdu的波形的图。

如图4所示,以高电平和低电平在各相的占空比Udu、Vdu、Wdu与载波C一致的定时反转的方式,生成多个PWM信号U～W。

PWM信号U是用于驱动构成U相的上下桥臂的两个开关元件的PWM信号。在图4中,PWM信号U被表述为“U相PWM信号(U)”。PWM信号U为低电平时,U相的下桥臂的开关元件接通(U相的上桥臂的开关元件断开),PWM信号U为高电平时,U相的下桥臂的开关元件断开(U相的上桥臂的开关元件接通)。相对于PWM信号U的电平的变化,构成U相的上下桥臂的两个开关元件互补地进行接通断开动作。

PWM信号V是用于驱动构成V相的上下桥臂的两个开关元件的PWM信号。在图4中,PWM信号V被表述为“V相PWM信号(V)”。PWM信号V为低电平时,V相的下桥臂的开关元件接通(V相的上桥臂的开关元件断开),PWM信号V为高电平时,V相的下桥臂的开关元件断开(V相的上桥臂的开关元件接通)。相对于PWM信号V的电平的变化,构成V相的上下桥臂的两个开关元件互补地进行接通断开动作。

PWM信号W是用于驱动构成W相的上下桥臂的两个开关元件的PWM信号。在图4中,PWM信号W被表述为“W相PWM信号(W)”。PWM信号W为低电平时,W相的下桥臂的开关元件接通(W相的上桥臂的开关元件断开),PWM信号W为高电平时,W相的下桥臂的开关元件断开(W相的上桥臂的开关元件接通)。相对于PWM信号W的电平的变化,构成W相的上下桥臂的两个开关元件互补地进行接通断开动作。

需要说明的是,多个PWM信号U～W自低电平转变为高电平的定时是比各相的占空比Udu、Vdu、Wdu与载波C一致的定时稍迟的定时。这是由于需要用于防止上下桥臂的短路的空载时间。在图4中,为了方便说明,省略了空载时间的记载。以下,在不区别多个PWM信号U～W的各自的情况下,有时称为“PWM信号”。

如图4所示,在多个PWM信号U～W的各自的1个周期Tpwm中,多个PWM信号U～W各自的变化点(t1～t6)如下定义。

变化点t1是W相的下桥臂自接通转变为断开的定时(W相的上桥臂自断开转变为接通的定时)。变化点t2是V相的下桥臂自接通转变为断开的定时(V相的上桥臂自断开转变为接通的定时)。变化点t3是U相的下桥臂自接通转变为断开的定时(U相的上桥臂自断开转变为接通的定时)。变化点t4是U相的下桥臂自断开转变为接通的定时(U相的上桥臂自接通转变为断开的定时)。变化点t5是V相的下桥臂自断开转变为接通的定时(V相的上桥臂自接通转变为断开的定时)。变化点t6是W相的下桥臂自断开转变为接通的定时(W相的上桥臂自接通转变为断开的定时)。

在本实施方式中,虽然将t4～t5的期间定义为第一电流检测定时Tm1,将t5～t6的期间定义为第二电流检测定时Tm2,但是第一电流检测定时Tm1以及第二电流检测定时Tm2的期间不限于此。

在逆变器23正在输出被PWM调制的3相交流的状态下,电流检测部27能够根据对于上桥臂侧的开关元件25U+、25V+、25W+的通电模式,对特定的相的电流进行检测。或者,在逆变器23正在输出被PWM调制的3相交流的状态下,电流检测部27可以根据对于下桥臂侧的开关元件25U-、25V-、25W的通电模式,对特定的相的电流进行检测。

例如如图4所示,在通电时间T21内,在电流检测器24的两端产生的电圧的电圧值与正的相电流Iu+的电流值对应。通电时间T21是t4至t5的时间。通电时间T21相当于U相下桥臂的开关元件接通、V相下桥臂的开关元件断开、以及W相下桥臂的开关元件断开的状态的期间。因此,电流检测部27通过在通电时间T21内的第一电流检测定时Tm1取得检测信号Sd,从而能够对正的相电流Iu+的电流值进行检测。

电流检测定时调整部34在自PWM信号中的1相迁移至与其他2相不同的逻辑电平时(例如,U相的PWM信号自与V相以及W相相同的高电平迁移至与V相以及W相不同的低电平的定时:t4)经过规定的延迟时间td时,设定第一电流检测定时Tm1。此时,电流检测定时调整部34在通电时间T21内,设定第一电流检测定时Tm1。

延迟时间td由下述(4)式表示。Tdead为空载时间。Tring是在PWM信号的变化时伴随产生的阻尼振荡收敛所需的时间(阻尼振荡收敛时间)。

td＝Tdead+Tring…(4)

另外,例如如图4所示,在通电时间T22中,在电流检测器24的两端产生的电圧的电圧值与负的相电流Iw-的电流值对应。通电时间T22是t5至t6的时间。通电时间T22相当于U相下桥臂的开关元件接通、V相下桥臂的开关元件接通、以及W相下桥臂的开关元件断开的状态的期间。因此,电流检测部27通过在通电时间T21内的第一电流检测定时Tm1取得检测信号Sd,从而能够对负的相电流Iw-的电流值进行检测。

电流检测定时调整部34在自PWM信号中的1相迁移至与其他2相不同的逻辑电平时(例如V相的PWM信号自与W相相同的高电平迁移至与U相相同的低电平,从而W相为与U相以及V相不同的逻辑电平的定时:t5)经过规定的延迟时间td时,设定第二电流检测定时Tm2。此时,电流检测定时调整部34在通电时间T22内设定第二电流检测定时Tm2。

同样,电流检测部27也能够对其他的相电流的电流值进行检测。

如此,若根据包括3相的PWM信号的通电模式依次对相电流Iu、Iv、Iw中的、2相的相电流进行检测并存储,则能够分时检测3相的电流。由于3相的相电流的总和为零,因此电流检测部27在3相调制的情况下只要能够对3相的相电流中的2相的相电流进行检测,则也能够对剩余的1相的相电流进行检测。

这里,在占空比Udu、Vdu、Wdu的大小关系变化的情况下,第一PWM信号、第二PWM信号以及第三PWM信号各自的接通占空比变化。占空比Udu、Vdu、Wdu的大小关系变化的情况的具体例子后述。第一PWM信号例如为用于驱动U相的下桥臂开关元件的PWM信号。第二PWM信号例如为用于驱动V相的下桥臂开关元件的PWM信号。第三PWM信号例如为用于驱动W相的下桥臂开关元件的PWM信号。

实施方式1的电动机控制装置100-1特征在于以下点,即,即使在占空比Udu、Vdu、Wdu的大小关系变化的情况下,以第一PWM信号、第二PWM信号以及第三PWM信号各自变化的定时的时间序列的排列顺序不变化的方式,进行脉冲相位调整。“第一PWM信号、第二PWM信号以及第三PWM信号各自变化的定时”例如为图4所示U相PWM信号的电平变化的定时(例如变化点t4)、图4所示V相PWM信号的电平变化的定时(例如变化点t5)、图4所示W相PWM信号的电平变化的定时(例如变化点t6)等。脉冲相位调整是使第一PWM信号、第二PWM信号以及第三PWM信号各自的相位偏移。具体而言,脉冲相位调整是使图4所示U相PWM信号的电平变化的定时(例如变化点t4)、图4所示V相PWM信号的电平变化的定时(例如变化点t5)、以及图4所示W相PWM信号的电平变化的定时(例如变化点t6)移动。使用图5～图7对脉冲相位调整的动作例进行说明。

图5是用于说明本发明的实施方式1的脉冲相位调整的动作的第一图。图6是用于说明本发明的实施方式1的脉冲相位调整的动作的第二图。图7是用于说明本发明的实施方式1的脉冲相位调整的动作的第三图。图8是用于说明本发明的实施方式1的脉冲相位调整的动作的第四图。

图5所示占空比Udu为比占空比Vdu高的值。图6所示占空比Udu为比占空比Vdu低的值。如此,在占空比Udu与占空比Vdu的大小关系变化的情况下,可知图6所示U相的PWM信号以及V相的PWM信号的各自变化的定时与图5所示U相的PWM信号以及V相的PWM信号的各自变化的定时不同。在图5中,在变化点t4,U相的PWM信号变化,在变化点t5,V相的PWM信号变化,与此相对,在图6中,在变化点t4,V相的PWM信号变化,在变化点t5,U相的PWM信号变化。

即使在该情况下,由于确保了通电时间T21以及通电时间T22,因此电流检测定时调整部34在通电时间T21中设定第一电流检测定时Tm1,在通电时间T22中设定第二电流检测定时Tm2。因此,即使在占空比Udu与占空比Vdu的大小关系变化的情况下,电流检测也是可能的。

但是,如图7所示,伴随通电模式的变化,检测电流产生失真。其原因在于,多个PWM信号的各自变化的定时的、时间序列的排列顺序变化。具体而言,在图5中,多个PWM信号的电平变化的顺序为U、V、W的顺序,与此相对,在图6中,由于占空比Udu、Vdu的大小关系反转,因此多个PWM信号的电平变化的顺序为V、U、W的顺序。

若多个PWM信号的变化的定时(相位)改变,则与其相应地,流过直流母线(正侧母线22a、负侧母线22b)的电流产生失真,成为叠加较大的噪声的波形。该电流的失真成为噪音的原因,根据与电动机4连接的机器不同,有时带给使用者不适感。

为了抑制这样的电流的失真的产生,本实施方式的电动机控制装置100-1进行脉冲相位调整,从而即使在占空比Udu、Vdu的大小关系变化的情况下,也将多个PWM信号的各自变化的定时的、时间序列的排列顺序固定为一个排列顺序。

在图8中,示出了对于多个PWM信号实施脉冲相位调整的情况。在图8的例子中,U相的PWM信号变化的定时(相位)向超前侧偏移。另外,V相的PWM信号变化的定时(相位)向迟延侧偏移。而且,自偏移的U相的PWM信号的相位至V相的PWM信号的相位的时间宽度被设定为能够在第一电流检测定时Tm1取得检测信号Sd的宽度。

接下来说明电动机控制装置100-1的动作。图9是示出电动机控制装置100-1的动作的流程图。在本实施方式中,在载波C的底部的相位ta的每个定时,产生图9所示PWM计数器中断处理。

在步骤S10中,PWM信号生成部32进行脉冲相位调整处理。脉冲相位调整处理的详细内容后述。

在步骤S11中,电流检测部27对U、V、W各相的相电流Iu、Iv、Iw进行检测。电流检测部27取得检测信号Sd的电流检测中断处理(例如,对检测信号Sd进行AD转换的中断处理)与图9所示处理分开地(参照图10、11),在载波C的1个周期Tpwm内执行两次。

图10是示出第一电流检测处理的一个例子的流程图。若载波计数器的计数值与相当于自t4经过延迟时间td时的值一致,则电流检测定时调整部34将第一电流检测定时Tm1的设定寄存器置位(assert)。若第一电流检测定时Tm1的设定寄存器被置位,则电流检测部27通过AD转换器取得检测信号Sd(步骤S41),将该检测信号Sd的取得值储存于第一取得寄存器。

图11是示出第二电流检测处理的一个例子的流程图。若载波计数器的计数值与相当于自t5经过延迟时间td时的值一致,则电流检测定时调整部34将第二电流检测定时Tm2的设定寄存器置位。若第二电流检测定时Tm2的设定寄存器被置位,则电流检测部27通过AD转换器取得检测信号Sd(步骤S51),将该检测信号Sd的取得值储存于第二取得寄存器。

电流检测部27基于分别储存于第一取得寄存器以及第二取得寄存器中的检测信号Sd的设定值,对3相电流Iu、Iv、Iw进行检测。

矢量控制部30基于通过电流检测部27检测的3相电流Iu、Iv、Iw的电流计算值。进行PI控制等的电流控制(步骤S13),并且计算各相的相电圧指令Vu*、Vv*、Vw*(控制量)(步骤S14)。

通过步骤S15,占空比设定部31基于在步骤S14中计算的各相的相电圧指令Vu*、Vv*、Vw*,对各相的占空比进行设定。并且,通过步骤S16,PWM信号生成部32基于通过占空比设定部31设定的各相的占空比,判定通过多个通电模式中的哪一个通电模式对逆变器23的通电进行控制。

接下来说明脉冲相位调整处理的动作。图12是用于说明脉冲相位调整处理的动作的流程图。设定在PWM信号生成部32中给予了以下所示多个脉冲条件。

以下所示的脉冲相位条件是以UVW的顺序检测与检测相关的脉冲的变化定时时的条件,在与检测相关的脉冲变化定时例如以VUW等进行检测的情况下,在该顺序的情况下,替换为不改变相位,在除此以外的情况下,替换为使相位偏移。

第一脉冲相位条件在载波计数器为递减计数时,并且各PWM信号U、V、W的配置自相位的超前侧依次具有U→V→W的关系性。

第二脉冲相位条件在载波计数器为递减计数时,并且各PWM信号U、V、W的配置自相位的超前侧依次具有U→W→V的关系性。

第三脉冲相位条件在载波计数器为递减计数时,并且各PWM信号U、V、W的配置自相位的超前侧依次具有V→U→W的关系性。

第四脉冲相位条件在载波计数器为递减计数时,并且各PWM信号U、V、W的配置自相位的超前侧依次具有V→W→U的关系性。

第五脉冲相位条件在载波计数器为递减计数时,并且各PWM信号U、V、W的配置自相位的超前侧依次具有W→U→V的关系性。

第六脉冲相位条件在载波计数器为递减计数时,并且各PWM信号U、V、W的配置自相位的超前侧依次具有W→V→U的关系性。

在步骤S100中PWM信号生成部32判定是否满足第一脉冲相位条件。

在满足第一脉冲相位条件的情况下(步骤S100、Yes),载波计数器在递减计数时的U相的PWM信号、V相的PWM信号、W相的PWM信号的各自变化的定时为U、V、W的顺序。因此,PWM信号生成部32不改变U相的PWM信号、V相的PWM信号、W相的PWM信号的各自的相位(步骤S110),在步骤S111中进行确保电流检测区间(通电时间T21、T22)的处理,之后,进行图9的步骤S11的处理。

在不满足第一脉冲相位条件的情况下(步骤S100、No),执行步骤S101的处理。在步骤S101中,PWM信号生成部32判定是否满足第二脉冲相位条件。

在满足第二脉冲相位条件的情况下(步骤S101、Yes),载波计数器递减计数时的U相的PWM信号、V相的PWM信号、W相的PWM信号的各自变化的定时为U、W、V的顺序。因此,PWM信号生成部32改变W相的PWM信号、V相的PWM信号的各自的相位(步骤S120),在步骤S121中进行确保电流检测区间(通电时间T21、T22)的处理,之后,进行图9的步骤S11的处理。在步骤S120中,例如,W相的PWM信号变化的定时(相位)向迟延侧偏移。另外,V相的PWM信号变化的定时(相位)向超前侧偏移。

在不满足第二脉冲相位条件的情况下(步骤S101、No),执行步骤S102的处理。在步骤S102中PWM信号生成部32判定是否满足第三脉冲相位条件。

在满足第三脉冲相位条件的情况下(步骤S102、Yes),载波计数器递减计数时的U相的PWM信号、V相的PWM信号、W相的PWM信号的各自变化的定时为V、U、W的顺序。因此,PWM信号生成部32改变V相的PWM信号、U相的PWM信号各自的相位(步骤S130),在步骤S131中进行确保电流检测区间(通电时间T21、T22)的处理,之后,进行图9的步骤S11的处理。在步骤S130中,例如,V相的PWM信号变化的定时(相位)向迟延侧偏移。另外,U相的PWM信号变化的定时(相位)向超前侧偏移。

在不满足第三脉冲相位条件的情况下(步骤S102、No),执行步骤S103的处理。在步骤S103中PWM信号生成部32判定是否满足第四脉冲相位条件。

在满足第四脉冲相位条件的情况下(步骤S103、Yes),载波计数器递减计数时的U相的PWM信号、V相的PWM信号、W相的PWM信号的各自变化的定时为V相的PWM信号、W相的PWM信号、U相的PWM信号的顺序。因此,PWM信号生成部32改变V相的PWM信号、W相的PWM信号、U相的PWM信号的各自的相位(步骤S140),在步骤S141中进行确保电流检测区间(通电时间T21、T22)的处理,之后,进行图9的步骤S11的处理。在步骤S140中,例如,V相的PWM信号变化的定时(相位)向迟延侧偏移。另外,W相的PWM信号变化的定时(相位)向迟延侧偏移。另外,U相的PWM信号变化的定时(相位)向超前侧偏移。

在不满足第四脉冲相位条件的情况下(步骤S103、No),执行步骤S104的处理。在步骤S104中PWM信号生成部32判定是否满足第五脉冲相位条件。

在满足第五脉冲相位条件的情况下(步骤S104、Yes),载波计数器递减计数时的U相的PWM信号、V相的PWM信号、W相的PWM信号的各自变化的定时为W、U、V的顺序。因此,PWM信号生成部32改变各自的PWM信号的相位(步骤S150),在步骤S151中进行确保电流检测区间(通电时间T21、T22)的处理,之后,进行图9的步骤S11的处理。在步骤S150中,例如,W相的PWM信号变化的定时(相位)向迟延侧偏移。另外,U相的PWM信号变化的定时(相位)向超前侧偏移。另外,V相的PWM信号变化的定时(相位)向超前侧偏移。

在不满足第五脉冲相位条件的情况下(步骤S104、No),执行步骤S160的处理。剩余的脉冲相位条件为第六脉冲相位条件、或者各相中的两个以上的相为相同的脉冲变化定时,载波计数器递减计数时的U相的PWM信号、V相的PWM信号、W相的PWM信号的各自变化的定时为W、V、U的顺序。因此,PWM信号生成部32改变各自的PWM信号的相位(步骤S160),在步骤S161中进行确保电流检测区间(通电时间T21、T22)的处理,之后,进行图9的步骤S11的处理。在步骤S160中,例如,W相的PWM信号变化的定时(相位)向迟延侧偏移。另外V相的PWM信号变化的定时(相位)向迟延侧偏移。另外,U相的PWM信号变化的定时(相位)向超前侧偏移等,以检测順序成为U、V、W的顺序的方式进行偏移。

需要说明的是,本实施方式的PWM信号生成部32在各相使用共用的一个载波C,生成各相的PWM信号。即,本实施方式并非生成分别与各相对应的载波C的方式。而且,在本实施方式中,由于将以相位tb为中心的左右对称的三角波设定为载波C,因此能够使各相的PWM信号的波形生成的电路构成简单化。对于载波计数器,直至相位ta为递减计数中,自相位ta至相位tb为递增计数中,自相位tb为递减计数中。如此,重复计数递增期间和计数递减期间。

需要说明的是,在本实施方式中,对第一PWM信号为U相的PWM信号、第二PWM信号为V相的PWM信号、第三PWM信号为W相的PWM信号的情况进行了说明,但是第一PWM信号、第二PWM信号、第三PWM信号的种类不限于此。

如上所述,实施方式1的电动机控制装置100-1包括:逆变器,其基于第一PWM信号、第二PWM信号以及第三PWM信号对电动机进行驱动；电流检测器,其输出与流过上述逆变器的直流侧的电流的电流值对应的检测信号；电流检测部,其通过取得上述检测信号,对流过上述电动机的各相的相电流进行检测；占空比设定部,其基于上述各相的相电流的检测值,对上述第一PWM信号、第二PWM信号以及第三PWM信号的占空比进行设定；以及PWM信号生成部,其通过将上述占空比的设定值与电平进行周期增减的载波的电平进行比较,生成上述第一PWM信号、第二PWM信号以及第三PWM信号,上述PWM信号生成部以如下方式构成:在上述设定值变化的情况下,将上述设定值变化后的上述第一PWM信号、第二PWM信号以及第三PWM信号变化的定时的时间序列的排列顺序调整为与上述设定值变化前的上述第一PWM信号、第二PWM信号以及第三PWM信号变化的定时的时间序列的排列顺序相同的排列顺序,并且确保上述载波的半周期期间内的第一通电时间以及第二通电时间。

通过该构成,PWM信号的相位的定时不再变化,流过直流母线(正侧母线22a、负侧母线22b)的电流不产生失真。因此,成为噪音的原因的噪声不叠加于电流,从而能够抑制噪音的产生。另外,由于电流不产生失真,因此能够抑制高次谐波,能够将功率因数保持为较高,降低电动机4驱动时的电力损耗。

[实施方式2]

图13是示出本发明的实施方式2的电动机系统1-2的构成例的图。与实施方式1的不同点在于,电动机系统1-2代替电动机控制装置100-1而具备电动机控制装置100-2,电动机控制装置100-2代替电流检测部27而具备电流检测部27A。

图15是示出外加电圧V＝0时检测的电流的图。如图15所示,电流检测部27A在三个PWM信号的各自的接通占空比被设定为50％时(外加电圧V＝0),如图15所示,在不同的定时进行两次电流检测,并且保存检测的电流的值(检测值)。在图15中,在U相下桥臂的PWM信号接通,V相下桥臂的PWM信号断开、W相下桥臂的PWM信号断开时,进行第一次的电流检测。另外,在U相下桥臂的PWM信号接通、V相下桥臂的PWM信号接通、W相下桥臂的PWM信号断开时进行第二次的电流检测。并且,电流检测部27A构成为,在运转时进行两次电流检测,自该检测的电流的值减去事先保存的检测值(使电流偏移),将作为其结果获得的电流值用于控制。

电流检测部27A将自在平均电圧值为0V之外的电圧外加于电动机4的状态(平均电圧值≠0)下例如仅接通第一PWM信号时流过的第一电流减去在平均电圧值为0V的电圧外加于电动机4的状态下(平均电圧值＝0)仅接通第一PWM信号(例如UH)时流过的第二电流后的第一电流值、以及自在平均电圧值为0V之外的电圧外加于电动机4的我状态(平均电圧值≠0)下例如仅断开第二PWM信号时或仅断开第三PWM信号(例如WH)时流过的第三电流减去在平均电圧值为0V的电圧外加于电动机4状态(平均电圧值＝0)下仅断开第二PWM信号时或仅断开第三PWM信号时流过的第四电流的第二电流值作为检测值进行输出。

第二电流是以平均电圧值为0V的电圧外加于电动机4的方式,设定三个PWM信号的各自的接通占空比为50％时,在仅接通第一PWM信号的状态下检测的电流。电流检测部27A储存表示第二电流的值的信息。

第一电流是在驱动电动机4时,在仅接通第一PWM信号的状态下检测的电流。

第四电流是以平均电圧值为0V的电圧外加于电动机4的方式,设定三个PWM信号的各自的接通占空比为50％时,在仅断开第二PWM信号或仅断开第三PWM信号的状态下检测的电流。电流检测部27A存储表示第四电流的值信息。

第三电流是在驱动电动机4时,在仅断开第二PWM信号或仅断开第三PWM信号的状态下检测的电流。

在电动机4被驱动时,电流检测部27A自第一电流的值减去事先存储的第二电流的值,将其结果作为检测值进行输出。另外,电流检测部27A自第三电流的值减去事先存储的第四电流的值,将其结果作为检测值进行输出。通电模式生成部35利用电流检测部27A的输出结果、即自第一电流减去第二电流的电流值、以及自第三电流减去第四电流的电流值,生成PWM信号。由此,能够获得使检测电流平均化那样的效果。即使在全部的相的接通占空比为50％、即外加于电动机4的平均电圧为0(V)时,若通过脉冲相位调整如T21、T22那样设置电流检测区间,则在该区间内外加电圧,流过电流。因此,通过对该电流进行检测,并且将该电流值设定为基准(偏移量),电流以该值为基准以正弦波状变化。其结果,其增加(减少)量成为电流值,能够不进行使电流平均化的运算处理,获得使检测电流平均化那样的效果。

需要说明的是,实施方式2的基于电流检测部27A的电流偏移控制可以与实施方式1的基于通电模式生成部35的电流检测相固定方式(脉冲相位调整控制)进行组合。

需要说明的是,以往的检测电流的平均化方法中,由于电流的检测部位的偏差、电流检测的定时产生偏差,因此即使在PWM1周期内,根据对电流脉动的哪一个部位进行取样的不同,检测的电流值产生差异。因此,以往的检测电流的平均化方法存在多次测定相同相的电流值,并且将其平均化的方法、以及利用前周期检测的电流值对现周期检测的电流进行校正的方法。但是,通过组合实施方式1的电流检测相固定方式(脉冲相位调整控制)、以及实施方式2的电流偏移控制,在相同通电模式下,并且,在相同检测定时,进行电流检测,实际流过的电流的在电流检测区间内的脉动的举动总是相同。即,总是外加相同的步进电圧,相应地电流进行响应,因此电流的举动也相同。

图14是示出电动机控制装置100-2的动作的流程图。与图9的流程图的不同点在于,代替步骤S10的处理而设置步骤S10A的处理。在步骤S10A中进行电流偏移控制。步骤S10A之后的处理与在图9中说明的处理相同,省略其说明。

以上,通过实施方式对电动机控制装置、电动机系统以及电动机控制方法进行了说明,但是本发明不限于上述实施方式。在本发明的范围内,与其他实施方式的一部分或全部的组合、置换等的各种变形以及改良是可能的。

本国际申请要求基于2019年3月25日申请的日本国专利申请第2019-057288号的优先权,并且在本国际申请中引用日本国专利申请第2019-057288号的全部内容。

附图标记说明

1-1 电动机系统、1-2 电动机系统、4 电动机、12 增减计数器、13 比较器、14 比较器、15 触发器、16 比较器、17 比较器、18 比较器、21 直流电源、22a 正侧母线、22b 负侧母线、23 逆变器、24 电流检测器、25U 开关元件、25V 开关元件、25W 开关元件、27 电流检测部、27A 电流检测部、30 矢量控制部、31 占空比设定部、32 PWM信号生成部、33 驱动电路、34 电流检测定时调整部、35 通电模式生成部、36 时钟脉冲产生部、37 载波产生部、100-1 电动机控制装置、100-2 电动机控制装置、108 PWM电路、109 中断控制器