具体实施方式

根据图1所示的LCL型并网逆变器拓扑结合控制方式，可得图2所示的系统传递函数框图，其中逆变器建模成单位一增益，在z域中其他模块传递函数如下：

其中G₁(z)，G₂(z)，G₃(z)分别表示图2中各模块传递函数的离散域表达式， 分别表示滤波器电容电流与并网电流，分别表示逆变器输出电压与滤波器电容电压，L₁，L₂为滤波电感，C为滤波电容，L_T＝L₁+L₂，系统的谐振频率T_s为采样时间，传递函数G₃(z)的零点其中从以上式子可知，当电网阻抗改变时，系统谐振频率改变，系统的稳定性也随之变化。

由于PI及PR控制在截止频率处等同于比例控制，所以本发明采用比例控制，即 G_c＝K_p。最佳补偿网络设计时：

G_c＝K_p＝K_pop＝ω_c(L₁+L₂)。

式中，K_p为比例增益系数，K_pop为最佳比例增益系数，ω_c为系统截止频率。

当谐振频率小于1/6采样频率时，最佳滤波电容电流反馈系数计算公式为：

式中，K_aop为最优反馈系数，f_s为采样频率。取采样频率f_s＝11.835KHz,L₁＝2.28mH,L₂＝1.5mH,C＝4μF，此时临界并网电感 L_gc＝4.19mH。做闭环极点根轨迹，如图3，可见，当L_g＝L_gc时，极点A和A′位于|Z|＝1 的圆上，此时系统不在稳定。

增加电容电压正反馈，系统控制框图如图2，当K_p＝K_pop,K_a＝K_aop,L_g＝L_gc，改变K_v做系统闭环极点根轨迹如图4，可见，当K_v取值在一定范围内时，闭环极点将落于单位圆内，此时系统稳定，这表明增加电容电压正反馈可以使得系统在临界并网电感下稳定。图4中的E和E′决定了K_v的最大取值，如图5所示，此时，K_v取值在 (0,1.036)范围内，系统稳定。

虽然增加电容电压正反馈可以使得系统在临界并网电感下稳定，但会增加额外的电容电压传感器，增加经济负担。为改进此缺点，采用PCC电压前馈等效替代电容电压正反馈。根据图6电路拓扑可得，PCC电压表达式：

等式右边第二项可视为外部扰动，并不影响系统的稳定性，将其定为0。电容电压正反馈对系统稳定性的影响，此时，等效为PCC电压前馈对系统稳定性的影响。根据上式，当L_g≠0时，PCC前馈就等效于的滤波电容电压的正反馈，且可知K_vff恒小于1，满足K_v的取值范围。

当K_p＝K_pop,K_a＝K_aop，引入PCC电压前馈时，改变并网电感L_g做系统闭环极点根轨迹如图7所示，可以明显看出，系统的极点在任意并网电感L_g时都位于单位圆内。可得，引入PCC电压前馈，可以使得系统在所有并网电感L_g取值时都是稳定的，且较引入滤波电容电压前馈，无需增加电压传感器，可以直接从PLL的输入信号中直接得到PCC电压。

实施例

为了验证此适用于LCL型并网逆变器的鲁棒控制方法的有效性，在 MATLAB/Simulink中搭建仿真模型，系统实际参数如下表1所示：

表1

仿真结果如图8所示，刚开始时并网电感1被短路，并网电感1不参与电路运行，此时电网电感L_g＝L_g2，由于L_g＜L_gc，即并网电感小于临界电感，所以一开始系统将处于稳定状态。当t＝240ms时，并网电感1不在被短路，此时并网电感 L_g＝L_g1+L_g2，且此时L_g＝L_gc，即并网电感等于临界电感，系统不再处于稳定状态，可见，在240ms＜t＜261ms时，输出电流中具有高频振荡分量且随着时间的推移不断增加。

当t＝261ms时，即PCC电压前馈引入控制系统之中，可以看见在t＞261ms时，输出电流中的高频振荡分量将不再存在，这也证实了通过在闭环控制中增加PCC 电压前馈可以使得LCL型并网逆变器在临界电感下稳定。本发明适用于LCL型并网逆变器的鲁棒控制方式是可行的。

本发明提供了一种适用于LCL型并网逆变器的鲁棒控制方法，具体实现该技术方案的方法和途径很多，以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。本实施例中未明确的各组成部分均可用现有技术加以实现。