具体实施方式

为了更好地了解本发明的目的、结构及功能，下面结合附图，对本发明一种基于切比雪夫I型的带宽可调谐有源RC低通滤波器做进一步详细的描述。

如图1所示，因为5阶切比雪夫I型传递函数幅频特性具有良好的带内平坦度和带外抑制度，所以被选为本发明带宽可调谐低通滤波器的原型。所述的滤波器包含输入端、运算放大器、积分电容、开关电阻和输出端。所述低通滤波器的带宽可调谐通过开关电阻结构实现，与传统的采用开关电容结构实现带宽可调谐不同，采用开关电阻结构可以有效避免采用开关电容结构时出现的开关导通电阻对滤波器Q值严重恶化的问题，便于增加开关位数，从而提高带宽调谐的精度。

输入端包括两个差分输入端AV_in+、AV_in-和两个差分输出端AV_out+、AV_out-；运算放大器共有5个，分别为OPAMP1、OPAMP2、OPAMP3、OPAMP4、OPAMP5；积分电容共有10个，分别为C_1P、C_2P、C_3P、C_4P、C_5P和C_1N、C_2N、C_3N、C_4N、C_5N；开关电阻共有22个，分别为R_1P、R_2P、R_3P、R_4P、R_5P、R_1N、R_2N、R_3N、R_4N、R_5N、 R_11P、R_12P、R_23P、R_34P、R_45P、R_55P、R_11N、R_12N、R_23N、R_34N、R_45N、R_55N；R_1P一端连接差分输入端AVin+，另一端连接OPAMP1的差分输入正端；R_1N一端连接差分输入端AAV_in-，另一端连接OPAMP1的差分输入负端；R_2P一端连接OPAMP1的差分输出正端，另一端连接OPAMP2的差分输入正端；R_2N一端连接OPAMP1的差分输出负端，另一端连接OPAMP2的差分输入负端；R_3P一端连接OPAMP2的差分输出正端，另一端连接OPAMP3的差分输入正端；R_3N一端连接OPAMP2的差分输出负端，另一端连接OPAMP3的差分输入负端；R_4P一端连接OPAMP3的差分输出正端，另一端连接OPAMP4的差分输入正端；R_4N一端连接OPAMP3的差分输出负端，另一端连接OPAMP4的差分输入负端；R_5P一端连接OPAMP4的差分输出正端，另一端连接OPAMP5的差分输入正端；R_5N一端连接OPAMP4的差分输出负端，另一端连接OPAMP5的差分输入负端；R_11P一端连接OPAMP1的差分输入正端，另一端连接OPAMP1的差分输出负端；R_11N一端连接OPAMP1的差分输入负端，另一端连接OPAMP1的差分输出正端；R_12P一端连接OPAMP1的差分输入正端，另一端连接OPAMP2的差分输出负端；R_12N分别一端连接OPAMP1的差分输入负端，另一端连接OPAMP2的差分输出正端；R_23P一端连接OPAMP2的差分输入正端，另一端连接OPAMP3的差分输出负端；R_23N分别一端连接OPAMP2 的差分输入负端，另一端连接OPAMP3的差分输出正端；R_34P一端连接OPAMP3 的差分输入正端，另一端连接OPAMP4的差分输出负端；R_34N一端连接OPAMP3的差分输入负端，另一端连接OPAMP4的差分输出正端；R_45P一端连接OPAMP4 的差分输入正端，另一端连接OPAMP5的差分输出负端；R_45N一端连接OPAMP4 的差分输入负端，另一端连接OPAMP5的差分输出正端；R_55P一端连接OPAMP5 的差分输入正端，另一端连接OPAMP5的差分输出负端；R_55N一端连接OPAMP5 的差分输入负端，另一端连接OPAMP5的差分输出正端；OPAMP5的差分输出正端与差分输出端AV_out+；OPAMP5的差分输出负端与差分输出端AV_out-连接； C_1P一端连接OPAMP1的差分输入正端，另一端连接OPAMP1的差分输出负端； C_1N一端连接OPAMP1的差分输入正端，另一端连接OPAMP1的差分输出正端； C_2P一端连接OPAMP2的差分输入正端，另一端连接OPAMP2的差分输出负端； C_2N分别一端连接OPAMP2的差分输入负端，另一端连接OPAMP2的差分输出正端；C_3P一端连接OPAMP3的差分输入正端，另一端连接OPAMP3的差分输出负端；C_3N一端连接OPAMP3的差分输入负端，另一端连接OPAMP3的差分输出正端；C_4P一端连接OPAMP4的差分输入正端，另一端连接OPAMP4的差分输出负端；C_4N一端连接OPAMP4的差分输入负端，另一端连接OPAMP4的差分输出正端；C_5P一端连接OPAMP5的差分输入正端，另一端连接OPAMP5的差分输出负端；C_5N一端连接OPAMP5的差分输入负端，另一端连接OPAMP5的差分输出正端。其中运算放大器OPAMP1、OPAMP2、OPAMP3、OPAMP4、OPAMP5完全相同，开关电阻R_1P＝R_1N，R_2P＝R_2N，R_3P＝R_3N，R_4P＝R_4N，R_5P＝R_5N，R_11P＝R_11N，R_12P＝R_12N，R_23P＝R_23N， R_34P＝R_34N，R_45P＝R_45N，R_55P＝R_55N，积分电容C_1P＝C_1N，C_2P＝C_2N，C_3P＝C_3N，C_4P＝C_4N，C_5P＝C_5N。

如图2所示，为本发明采用的两级全差分运算放大器。运算放大器设有主放大级、辅助放大级和共模反馈级；

所述的运算放大器的差分输入正端为V_in+，运算放大器的差分输入负端为 V_in-，运算放大器的差分输出正端为V_out+，运算放大器的差分输出负端为V_out-；

所述主放大级包括NMOS放大管M₁、NMOS放大管M₂，PMOS放大管M₃、PMOS 放大管M₄，尾电流源管M₅；

所述辅助放大级包括NMOS放大管M₆、NMOS放大管M₇，PMOS负载管M₈、 PMOS负载管M₉，尾电流源管M₁₀；

所述共模反馈级包括NMOS放大管M₁₁、NMOS放大管M₁₂，PMOS负载管M₁₃、 PMOS负载管M₁₄，尾电流源管M₁₅，Miller补偿电容C_S3，零极相消电阻R_S3，共模电位获取电阻R_S1、共模电位获取电阻R_S2，共模电位获取电容C_S1、共模电位获取电容C_S2；其中，NMOS放大管M₁和NMOS放大管M₂尺寸相同，PMOS放大管M₃和PMOS放大管M₄尺寸相同，NMOS放大管M₆和NMOS放大管M₇尺寸相同， PMOS负载管M₈和PMOS负载管M₉尺寸相同，NMOS放大管M₁₁和NMOS放大管M₁₂尺寸相同，PMOS负载管M₁₃和PMOS负载管M₁₄尺寸相同，共模电位获取电容 C_S1等于共模电位获取电容C_S2，共模电位获取电阻R_S1等于共模电位获取电阻 R_S2；

所述运算放大器电路连接如下：PMOS放大管M₃、PMOS放大管M₄、PMOS 负载管M₈、PMOS负载管M₉、PMOS负载管M₁₃、PMOS负载管M₁₄源极接电源VDD，尾电流源管M₅、尾电流源管M₁₀、尾电流源管M₁₅源极接地GND，尾电流源管 M₅、尾电流源管M₁₀、尾电流源管M₁₅栅极连接偏置电位节点V_b1，PMOS放大管 M₃栅极连接辅助放大级差分输出正端V_o1+，PMOS放大管M₄栅极连接辅助放大级差分输出负端V_o1-，NMOS放大管M₁漏极和NMOS放大管M₃漏极连接运算放大器差分输出负端V_out-，NMOS放大管M₂漏极和NMOS放大管M₄漏极连接运算放大器差分输出正端V_out+，NMOS放大管M₁栅极连接运算放大器差分输入正端V_in+， NMOS放大管M₂栅极连接运算放大器差分输入负端V_in-，NMOS放大管M₁、NMOS 放大管M₂源极连接尾电流源管M₅漏极，PMOS负载管M₈、PMOS负载管M₉栅极连接共模反馈电位节点V_CMFB，NMOS放大管M₆、PMOS负载管M₈漏极连接辅助放大级差分输出负端V_o1-，NMOS放大管M₇、PMOS负载管M₉漏极连接辅助放大级差分输出正端V_o1+，NMOS放大管M₆栅极连接运算放大器差分输入正端V_in+，NMOS 放大管M₇栅极连接运算放大器差分输入负端V_in-，NMOS放大管M₆、NMOS放大管M₇源极连接尾电流源管M₁₀漏极，PMOS负载管M₁₄栅极连接PMOS负载管M₁₃栅极，PMOS负载管M₁₄栅极漏极连接NMOS放大管M₁₂漏极，NMOS放大管M₁₁、PMOS负载管M₁₃漏极连接共模反馈电位节点V_CMFB，NMOS放大管M₁₁、NMOS放大管M₁₂源极连接尾电流源管M₁₅漏极，电阻R_S4一端连接NMOS放大管M₁₂栅极，另一端连接偏置电位节点V_b2，电容C_S3一端连接电阻R_S3，另一端连接共模反馈电位节点V_CMFB，电阻R_S3的另一端和NMOS放大管M₁₁栅极、电阻R_S1和R_S2的一端、电容C_S1和电容C_S2的一端连接，电阻R_S1和电容C_S1的另一端连接运算放大器差分输出负端V_out-，电阻R_S2和电容C_S2的另一端连接运算放大器差分输出正端V_out+。

由于滤波器架构中的反馈回路采用高增益运算放大器，有源RC滤波器可以在实现高Q值的同时获得优越的线性度。然而，运算放大器的非理想特性 (增益带宽积有限)限制了有源RC滤波器的高频应用，特别是在CMOS工艺中实现时。本发明中运算放大器采用前馈补偿技术实现了超大的增益带宽积，有效解决了有源RC滤波器在高频应用时面临的问题，最大应用带宽达到了 60MHz。同时，共模反馈环路可以为输入输出端提供一个稳定的共模电位，避免了因工艺、温度等外界环境因素导致的共模电位偏差问题。所述的运算放大器的差分输入正负端分别为V_in+、V_in-，差分输出正负端分别为V_out+、V_out--。差分输入信号V_in+、V_in-一路分别由主放大级中NMOS放大管M₁、M₂的栅极输入，分别经M₁、M₂放大后分别由M₁、M₂的漏极输出至V_out-、V_out+节点；另一路分别由辅助放大级中NMOS放大管M₆、M₇的栅极输入，分别经M₆、M₇放大后分别由 M₆、M₇的漏极输出至V_o1-、V_o1+节点，V_o1-、V_o1+再分别由主放大级中PMOS放大管 M₄、M₃的栅极输入，分别经M₄、M₃放大后分别由M₄、M₃的漏极输出至V_out+、V_out-节点。采用两条信号放大通路的前馈补偿技术可以有效地提高运算放大器的直流增益和单位增益带宽。电路中的共模反馈环路路径为：V_out+、V_out-分别通过R_S2和C_S2的并联结构、R_S1和C_S1的并联结构连接共模反馈级中NMOS放大管 M₁₁的栅极，再经由M₁₁和R_S3、C_S3构成零极相消支路的并联结构后由V_CMFB节点输出。V_CMFB处的信号一路经M₈放大输出至V_o1-，再经M₄放大输出至V_out+节点；另一路经M₉放大输出至V_o1+，再经M₃放大输出至V_out-节点。环路中的电容C_S3是密勒补偿电容，电阻R_S3是零点产生电阻，由C_S3和R_S3组成的零极相消结构可以有效提高环路的相位裕度，保证环路的稳定性。运算放大器输入输出端的共模电位最终由偏置电位V_b2定义。

开关电阻设有7个并联支路，输入端为IN，输出端为OUT；

所述开关电阻包括19个电阻R、R、R₁、R₂、R₃、R₄、R₅、R₆、R₁₁、R₂₁、R₃₁、 R₄₁、R₅₁、R₆₁、R₁₂、R₂₂、R₃₂、R₄₂、R₅₂、R₆₂，6个PMOS开关管M_P1、M_P2、M_P3、M_P4、 M_P5、M_P6；其中，PMOS开关管M_P1、M_P2、M_P3、M_P4、M_P5、M_P6尺寸相同，电阻R₁₁、 R₂₁、R₃₁、R₄₁、R₅₁、R₆₁和R₁₂、R₂₂、R₃₂、R₄₂、R₅₂、R₆₂阻值相同，所述电阻R＝R₁＝16R₀， R₂＝12R₀，R₃＝8R₀，R₄＝6R₀，R₅＝4R₀，R₆＝2R₀，R₀为标准单位电阻；

所述开关电阻电路连接如下：PMOS开关管M_P1、M_P2、M_P3、M_P4、M_P5、M_P6源极和电阻R的一端连接开关电阻的输入端IN，电阻R的另一端和电阻R_1、R₂、 R_3、R₄、R_5、R₆的一端连接开关电阻的输出端OUT，电阻R、R₁、R₂、R₃、R₄、R₅、 R₆的另一端分别连接PMOS开关管M_P1、M_P2、M_P3、M_P4、M_P5、M_P6的漏极，电阻R₁₁、 R₂₁、R₃₁、R₄₁、R₅₁、R₆₁分别一端连接数字控制位V_ctrl1、V_ctrl2、V_ctrl3、V_ctrl4、V_ctrl5、 V_ctrl6，另一端接地GND，电阻R₁₂、R₂₂、R₃₂、R₄₂、R₅₂、R₆₂分别一端连接数字控制位V_ctrl1、V_ctrl2、V_ctrl3、V_ctrl4、V_ctrl5、V_ctrl6，另一端连接PMOS开关管M_P1、M_P2、 M_P3、M_P4、M_P5、M_P6的栅极。

如图3所示，为本发明采用的6位开关电阻。开关采用PMOS型晶体管有两个好处：一是考虑到温度、工艺角偏差对MOS管阈值电压V_th的影响，在栅极电位为0V时可以保证栅源电压差满足|V_GS|≥|V_th|，MOS管工作在线性区；二是PMOS管被N井包围，可以有效隔离衬底噪声。6个开关控制位能够有效提高所述低通滤波器带宽调谐的精度，7条并联支路中的电阻R、R₁、R₂、R₃、 R₄、R₅、R₆呈固定比例16:16:12:8:6:4:2。开关电阻中电阻固定比例的电阻值能够实现带宽线性调谐的证明过程如下(以一阶低通滤波器原型为例说明)：

如图4所示，为一阶低通滤波器单边小信号等效模型。在假设运算放大器为理想的条件下，传输函数实部的频域表达式为

相应地，低通滤波器的-3dB带宽可以表示为

当电路中的所有电阻都变为原来的k倍时，传输函数实部的频域表达式为

相应地，此时低通滤波器的-3dB带宽变为

综上，开关电阻中固定比例电阻值的电阻能够实现低通滤波器带宽的线性调谐。

如图5(a)和图5(b)所示，为本发明采用的运算放大器的仿真波特图。运算放大器的直流增益为47dB，单位增益带宽f_u为29.5GHz，相位裕度PM 为63°。得益于运算放大器的大增益带宽积，低通滤波器的最大带宽能够达到60MHz。

如图6(a)和图6(b)所示，为本发明采用的运算放大器中共模反馈环路的环路增益和相位的仿真结果示意图。共模反馈环路的相位超前(Phase lead)最小为51.4°，相位裕度(PM)为59.3°。仿真结果表明环路稳定，可以为运算放大器的输入输出端提供稳定共模电位。

如图7所示，为发明带宽可调谐低通滤波器在9种不同的数字控制位状态下的幅频特性仿真结果示意图。在9种不同数字控制位状态下，低通滤波器的幅频特性响应性能稳定，带内增益接近稳定于0dB，带宽调谐范围为3 ～60MHz。

如图8所示，为本发明低通滤波器的输入三阶交调点的仿真结果示意图。在输入双音信号频率分别为10MHz和11MHz时，低通滤波器的输入三阶交调点IIP3为13.4dBm，具有良好的线性度。

综上，本发明带宽可调谐有源RC低通滤波器具有稳定的幅频特性、良好的线性度和带宽高精度可调谐性，且具有高灵活高集成度和可扩展性，在未来无线通信接收机架构中有良好的应用前景。

可以理解，本发明是通过一些实施例进行描述的，本领域技术人员知悉的，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对这些特征和实施例进行各种改变或等效替换。另外，在本发明的教导下，可以对这些特征和实施例进行修改以适应具体的情况及材料而不会脱离本发明的精神和范围。因此，本发明不受此处所公开的具体实施例的限制，所有落入本申请的权利要求范围内的实施例都属于本发明所保护的范围内。