具体实施方式

为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

由此，本说明书中所指出的一个特征将用于说明本发明的一个实施方式的其中一个特征，而不是暗示本发明的每个实施方式必须具有所说明的特征。此外，应当注意的是本说明书描述了许多特征。尽管某些特征可以组合在一起以示出可能的系统设计，但是这些特征也可用于其他的未明确说明的组合。由此，除非另有说明，所说明的组合并非旨在限制。

本发明提出了一种三端口能量传输电路的控制方法，可以用于各种能量传输设备。为了方便对本发明的原理和结构进行详细的说明，在此将本发明应用于电动汽车充电，下面结合附图以及实施例对本发明的原理及结构进行详细说明。

现有技术在行车模式下通过不断调节开关管的占空比来控制低压副边电路输出电压的大小；在逆变模式下，先固定开关管的占空比，然后调节开关管的相位差来控制原边电路输出电压的大小。由此可知，行车模式需要控制开关管的占空比，逆变模式需要固定占空比调节相位差，这是两种不一样的控制方式。所以在行车模式和逆变模式彼此切换的时候，需要控制器重置初始化配置。因此会出现中断的情况，进而威胁到电动汽车的正常行驶。

针对上述现有技术存在的问题，本发明提出一种三端口能量传输电路的控制方法：三端口能量传输电路在不同的能量传输模式下都通过控制开关管的占空比进行能量传输，并在不同的能量传输模式下通过调节对应的开关管来控制输出电压的大小。本发明通过调节开关管的占空比的方式使控制器至始至终都处于同一种工作状态，切换工作模式时控制器不需要重置初始化配置，解决了现有技术中行车模式切换至逆变模式时汽车电源中断的情况。

如图1和图2所示，本发明提出的三端口能量传输电路包括：连接车载负载的原边电路、连接电池组的高压副边电路、连接低压系统的低压副边电路、变压器，控制原边电路、高压副边电路、低压副边电路中开关管工作状态的控制器，其中变压器的第一绕组n1与高压副边电路相连、第二绕组n2与原边电路相连、第三绕组n3与低压副边电路相连。且该三端口能量传输电路可以在以下三种工作模式下工作：充电模式、行车模式和逆变模式。同时，本实施例中，原边电路为PFC电路提供电压输入，所以如图2所示，原边电路的输出端还连接有PFC电路模块。充电模式下，PFC电路的作用是功率因数校正；逆变模式下，PFC电路的作用是把原边电路输入的电压转换为交流电输出。

充电模式时，电动汽车连接交流电源，通过车载充电机对动力电池组进行充电。能量经过PFC电路模块、原边电路、变压器将能量传递给高压副边电路，进而对电动汽车的动力电池组充电。

行车模式时，原边电路无电压输入，电动汽车的低压系统由动力电池组供电。此时，高压副边电路将动力电池组提供的高压直流电传递到变压器，变压器把高压电变为低压电传递到低压副边电路，进而为低压系统供电。

逆变模式时，与充电模式能量的流动方向相反，原边电路无电压输入，由动力电池组提供能量来源。动力电池组提供的高压直流电通过高压副边电路、变压器转换为低压直流电为低压系统供电。同时，高压副边电路将从动力电池组获取的高压直流电经过原边电路转化，从PFC电路模块输出交流电，提供车内交流电供用户选择使用，为用户提供了极大的便利性，提升用车体验。

下面结合图1、图2、图3、图4来说明三端口能量传输电路的工作原理。

原边电路包括：电感L1、电感L2、开关管Q5-Q8、电容C2；电容C2两端连接PFC电路模块；开关管Q5的漏极和开关管Q7的源极连接，然后整体再连接在电容C2两端；开关管Q6的漏极开关管Q8的源极连接，然后整体再连接在电容C2两端；电感L1和第二绕组串联后一端连接在开关管Q5和Q7之间，另一端连接在开关管Q6和Q8之间；变压器的第二绕组两端还并联有电感L2，电感L2是变压器的励磁电感，开关管Q5和Q6为原边电路的下桥臂。

高压副边电路包括：开关管Q1-Q4、电容C1；开关管Q2的漏极和开关管Q1的源极连接，然后整体再连接在所述电池组两端；开关管Q4的漏极和开关管Q3的源极连接，然后整体再连接在所述电池组两端；电容C1与所述变压器的第一绕组串联，然后整体的一端连接在开关管Q1、Q2之间，整体的另一端连接在开关管Q4、Q5之间。

低压副边电路包括：开关管Q9-Q12、电感L3、电容C3，其中开关管Q11设为buck控制开关；开关管Q9的源极和开关管Q10的源极连接，然后整体再连接所述变压器的第三绕组的两端；开关管Q11的源极、电感L3、电容C3依次连接，开关管Q11的漏极连接在所述变压器的第三绕组的中间，电容C3的另一端连接在开关管Q9、Q10之间；开关管Q12的漏极连接在开关管Q11和电感L3之间，源极连接在开关管Q9、Q10之间；电容C3的两端还与所述低压系统连接。

同时，开关管Q1-Q12为MOS管，目的是为了降低损耗。二极管D1-D12可以是开关管Q1-Q12的体二极管，也可以是独立并联在开关管Q1-Q12的二极管，目的是为了保护开关管不被电压击穿。

本发明提出的三端口能量传输电路的控制方法，在行车模式和逆变模式时，通过调节开关管Q1-Q4的占空比来控制总的传输能量的大小。当低压副边电路或原边电路负载增大时，输出电压VO1或VO2会减小，控制器调高开关管Q1至Q4的占空比，这样在一个周期内，开关管Q1至Q4的导通时间变长，传输能量的时间变长，传输的能量增多。当低压副边电路或原边电路负载减小时，输出电压VO1或VO2会升高，控制器调低开关管Q1至Q4的占空比，这样在一个周期内，开关管Q1至Q4的导通时间变短，传输能量的时间变短，传输的能量减少，能量积累的速度小于能量消耗的速度，其输出电压能够降下来处在正常范围。

同时，在行车模式和逆变模式时，通过控制开关管Q11、开关管Q1-Q4调节VO1的大小。在逆变模式时通过控制开关管Q5-Q6、开关管Q1-Q4的占空比的来调整VO2的大小。

下面结合图2-图4和实施例详细地分析行车模式下、逆变模式下三端口能量传输电路各个元器件的工作状态和电流流向，以及对VO1、VO2大小的调节的具体步骤：

行车模式下，如图5所示，开关管Q1、Q4同步开关，开关管Q2、Q3同步开关，且开关管Q1、Q4、开关管Q2、Q3交替导通截止；在开关管Q1、Q4导通时，开关管Q9、Q11导通；然后开关管Q1、Q4、Q9、Q11截止，开关管Q12导通。同理，在开关管Q2、Q3导通时，开关管Q10、Q11导通；然后开关管Q2、Q3、Q10、Q11截止，开关管Q12导通。

当开关管Q1、Q4同时导通，开关管Q2、Q3同时截止，开关管Q9、Q11同时导通时，高压副边电路中的电流流向为：开关管Q1-电容C1-第一绕组n1、开关管Q4；低压副边电路中的电流流向为：第三绕组n3的中间-开关管Q11-电感L3-电容C3-开关管Q9-第三绕组n3的下端。在这个过程电感L3进行储能。然后开关管Q1、Q4、Q9、Q11断开，开关管Q12导通，电感L3进行放电。此时电流依次流经：电感L3的右端-电容C3-开关管12-电感L3的左端。

当开关管Q1、Q4同时截止，开关管Q2、Q3同时导通，开关管Q10、Q11同时导通时，高压副边电路中的电流流向为：开关管Q3-第一绕组n1-电容C1-开关管Q2；低压副边电路中的电流流向为：第三绕组n3的中间-开关管Q11-电感L3-电容C3-开关管Q10-第三绕组n3的上端，在这个过程电感L3进行储能。然后开关管Q2、Q3、Q10、Q11断开，开关管Q12导通，电感L3进行放电。此时电流依次流经：电感L3的右端-电容C3-开关管Q12-电感L3的左端。

如图4所示，VO1的调节过程如下：首先开关管Q1-Q4按照预设占空比发波，然后检测VO1的大小，判断VO1是否在第三阈值电压和第四阈值电压之间，预设占空比可以为系统设置的开关管Q1-Q4最小占空比，本发明采用的预设占空比为30%，也可以根据实际需求设置，在此不做限定。若是就维持开关管Q11和开关管Q1-Q4的占空比；若不是，则具体分为以下两种情形：

当VO1小于第三阈值电压时，增大开关管Q11的占空比，并确保开关管Q11的占空比要小于第三阈值占空比。当开关管Q11的占空比增大至第三阈值占空比，且VO1的依旧小于第三阈值电压时，再增大开关管Q1-Q4的占空比，直至VO1的电压在预设电压范围之内。

当VO1大于第四阈值电压时，减小开关管Q11的占空比，并确保开关管Q11的占空比要大于第四阈值占空比。当开关管Q11的占空比减小至第四阈值占空比，且VO1的依旧大于第四阈值电压时，判断开关管Q1-Q4的占空比是否大于预设占空比。若开关管Q1-Q4的占空比大于预设占空比时，则减小开关管Q1-Q4的占空比，直至VO1的电压在预设电压范围之内；若开关管Q1-Q4的占空比小于预设占空比时，则控制开关管Q11截止。当开关管Q11截止时对第三绕组n3传输的电压进行斩波，开关管Q11、电感L3、电容C3、开关管Q12形成Buck电路降低VO1的大小。

其中，第三阈值电压小于第四阈值电压，第三阈值占空比大于第四阈值占空比。在本实施例中，第三阈值电压为13.9V，第四阈值电压为14.1V，且该数值是可以根据实际情况中低压负载的电阻大小进行调整的。第三阈值占空比为60%，第四阈值占空比为0。当开关管Q11的占空比达到开关管Q1-Q4的两倍时，由于Q11和Q1-Q4的导通时间相等，此时能量传输的时间由Q1-Q4占空比决定，再上调开关管Q11的占空比已经不能起到调压的作用了。

逆变模式下，高压副边电路依旧按照上述行车模式的工作方式对低压副边电路进行能量传输。同时，如图6所示，原边电路的开关管Q5和开关管Q6同步交替导通截止；开关管Q5和开关管Q6导通时，电感L1储存能量；开关管Q5和开关管Q6截止时，电感L1释放能量。当开关管Q1、Q4同时导通时，高压副边电路传输到第二绕组的能量依次经过：电感L1-二极管D7-电容C2-二极管D6；当开关管Q2、Q3同时导通时，高压副边电路传输到第二绕组的能量依次经过：二极管D8-电容C2-二极管D5-电感L1。在这个过程中VO2逐渐升高，但是升高的速度比较缓慢，并且传输功率较小。

因为通过二极管传输能量的效率比较低，所以本发明通过控制开关管Q5-Q6、开关管Q1-Q4的占空比来提升能量传输的效率和VO2的大小调节。具体步骤可为：

当开关管Q1、Q4、Q5、Q6导通时电流依次流经：第二绕组n2的上端-电感L1-开关管Q5-开关管Q6-第二绕组n2的下端，在这个过程中电感L1快速进行储能。然后开关管Q1、Q4、Q5、Q6断开，开关管Q7导通，电感L1进行放电快速提升电容C2两端电压。此时，电流依次流经：电感L1的左端-开关管Q7-电容C2-二极管D6-电感L1的右端。在开关管Q2、Q3、Q5、Q6同时导通时，此时电流从依次流经：第二绕组n2的下端-开关管Q6-开关管Q5-电感L1-第二绕组n2的上端。在这个过程中电感L1进行快速储能，然后开关管Q2、Q3、Q5、Q6断开，开关管Q8导通，电感L1进行放电对电容C2补充电压，此时电流依次流经：电感L1的右端-开关管Q8-电容C2-二极管D5-电感L1的左端。因为电容C2的两端连接有PFC电路模块，所以PFC电路模块将转换后的交流电提供给车载电子设备使用。

如图3所示，VO2的调节过程如下：首先开关管Q1-Q4按照预设占空比发波，然后控制器检测VO2的大小，判断VO2是否在第一阈值电压和第二阈值电压之间，预设占空比可以为系统设置的开关管Q1-Q4最小占空比，本发明采用的预设占空比为30%，也可以根据实际需求设置，在此不做限定。若是就维持开关管Q5-Q6和开关管Q1-Q4的占空比；若不是，则具体分为以下两种情形：

当VO2小于第一阈值电压时，增大开关管Q5-Q6的占空比，并确保开关管Q5-Q6的占空比要小于第一阈值占空比，当开关管Q5-Q6的占空比增大至第一阈值占空比，且VO2依旧小于第三阈值电压时，再增大开关管Q1-Q4的占空比，直至VO1的电压在预设电压范围之内。

当VO2大于第二阈值电压时，减小开关管Q5-Q6的占空比，并确保开关管Q5-Q6的占空比要大于第二阈值占空比，当开关管Q5-Q6的占空比减小至第二阈值占空比，且VO2依旧大于第二阈值电压时，判断开关管Q1-Q4的占空比是否大于预设占空比。若开关管Q1-Q4的占空比大于预设占空比，则减小开关管Q1-Q4的占空比，直至VO2的电压在预设电压范围之内；若开关管Q1-Q4的占空比小于预设占空比时，则控制开关管Q5-Q6截止，此时能量经过二极管D8、电容C2、二极管D5、电感L1传输，传输效率慢，而车载负载消耗的效率大于传输的效率，则VO2很快能减小。

其中，第一阈值电压小于第二阈值电压，第一阈值占空比大于第二阈值占空比。在本实施例中，第一阈值电压为350V，第二阈值电压为400V。因为电容C2提供给交流转换模块的电压不需要很稳定，但因为交流转换模块的输出是220V交流，需要C2电压大约310V即可，且C2的耐压是450V，所以350V-400V的工作区间是本发明实施例中的一个综合评估的值，可以根据实际来做调整。第一阈值占空比为30%，第二阈值占空比为0。考虑到开关管Q5-Q6的占空比过大会导致副边峰值电流过高，所以设置的范围是0-30%。

图7-8是对本发明一种三端口能量传输电路的控制方法的具体仿真结果，具体仿真高压副边电路向原边电路传输能量的过程。在本次仿真中涉及的参数为：变压器匝数比n1：n2=15：14；电感L1为30uH；高压副边电路的输入电压为380V；开关管Q1、Q2、Q3、Q4的工作频率为80kHZ，占空比为20%；开关管Q5,Q6的工作频率为160kHZ，占空比为20%；原边电路的输出电压为400V，输出功率为1350W。

结合图8可知：T1-T2时刻，开关管Q1、Q4导通，开关管Q2、Q3关断，开关管Q5、Q6导通，电感L1电流上升，能量存储在电感L1；T2-T3时刻，开关管Q1、Q4关断，开关管Q2、Q3关断，开关管Q5、Q6关断，电感L1电流下降，能量经过二极管D7或开关管Q7释放到电容C2；T3-T4时刻，电感L1停止释放能量； T4-T5时刻，开关管Q2、Q3导通，开关管Q1、Q4关断，开关管Q5、Q6导通，电感L1电流反向上升，能量存储在电感L1；T5-T6时刻，开关管Q2、Q3关断，开关管Q1、Q4关断，开关管Q5、Q6关断，电感L1电流下降，能量经过二极管D8或开关管Q8释放到电容C2；T6-T7时刻，电感L1停止释放能量。

本发明在行车模式切换到逆变模式的过程中，能保证向电动汽车的低压系统供电不中断的同时，还能输出交流电供车载电子设备使用。同时，本发明在逆变模式时，原边电路起到DC-AC变换电路的作用，本发明利用原边电路用作DC-AC变换电路时的输入电路，进而避免再额外再增加一路DC-AC输入电路进行交流输出，降低了成本。

以上的仅为本发明的部分或优选实施例，无论是文字还是附图都不能因此限制本发明保护的范围，凡是在与本发明一个整体的构思下，利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接/间接运用在其他相关的技术领域均包括在本发明保护的范围内。