一种用于优化并网逆变器反馈电流采样的电流重构方法
阅读说明：本技术 一种用于优化并网逆变器反馈电流采样的电流重构方法 (Current reconstruction method for optimizing feedback current sampling of grid-connected inverter ) 是由 张琦 梁欢 李聪 徐世贤 孙向东 任碧莹 安少亮 于 2021-07-29 设计创作，主要内容包括：本发明公开的一种用于优化并网逆变器反馈电流采样的电流重构方法,在采用分流电阻采样作为电流检测的基础上,根据确定的电流给定值与电流非线性范围,得到相应电流过零点的角度值并求取电流重构系数,利用其中两相处于线性范围的电流值重构另一相非线性范围的电流值,使得系统的能够消除因为分流电阻采样导致的反馈通道过零点畸变的非线性问题。本发明解决现有并网逆变器中因分流电阻采样导致的反馈通道电流过零点畸变的非线性问题,从而改善并网逆变器系统控制效果,提升并网电能质量。(The invention discloses a current reconstruction method for optimizing grid-connected inverter feedback current sampling, which is characterized in that on the basis of adopting shunt resistance sampling as current detection, according to a determined current given value and a current nonlinear range, an angle value of a corresponding current zero crossing point is obtained, a current reconstruction coefficient is obtained, and a current value of the other phase nonlinear range is reconstructed by utilizing the current values of two phases in the linear range, so that the nonlinear problem of feedback channel zero crossing point distortion caused by the shunt resistance sampling can be eliminated. The invention solves the nonlinear problem of feedback channel current zero crossing distortion caused by shunt resistance sampling in the existing grid-connected inverter, thereby improving the control effect of the grid-connected inverter system and improving the grid-connected electric energy quality.)
技术领域
本发明属于并网电流波形控制技术领域，涉及一种用于优化并网逆变器反馈电流采样的电流重构方法。
背景技术
当今世界经济发展的着力点是发展低碳经济，寻找可再生、环境友好型的能源是解决目前世界能源紧缺问题的有效途径。在这种大背景下，以太阳能、风能以及潮汐能等可再生能源为基础的分布式发电技术应运而生。并网逆变器作为分布式电源与电网之间的接口装置，其控制性能的好坏对并网系统的稳定运行以及并网电能质量起着决定性的作用。因此在实现稳定并网的前提下，提高并网电流的电能质量并加以优化具有一定的理论意义和实际价值。
目前，对并网电流的优化主要有两个方面：一是电流控制算法的优化；为了使并网电流总谐波畸变率满足并网要求，实现稳定并网，通常选用电流控制算法来保证入网电流的电能质量。二是电流采样的优化设计。电流检测作为并网逆变器控制系统中的重要环节，提高电流采样的精确性是系统稳定运行的坚实基础。在系统的控制过程中，若电流采样通道存在偏差，其会导致系统的控制信号出现一定的误差，致使并网电流的控制不尽人意，所以在并网逆变器的整个系统设计中，关键在于电流采样的准确性。
为了降低成本，提高系统的性价比，系统通常会对采样电路进行优化设计以降低体积和成本，而三相电流采样作为系统控制必不可少的条件，其采样电路在整个系统成本中所占比例不容忽视。一般常见的电流采样电路有三种：①采用霍尔电流传感器。霍尔电流传感器的模块化越来越成熟，但存在两个电流传感器不匹配带来的增益以及体积过大的问题。②采用电流互感器。电流互感器可以直接对电压相对较高的电路进行测量，实现有效隔离，但存在直流分量检测误差问题。③采用分流电阻采样。分流电阻采样检测具有成本低，简便化的优势，但其采样时，会出现非线性问题，采样的精度有待提高。
发明内容
本发明的目的在于提供一种用于优化并网逆变器反馈电流采样的电流重构方法，解决了现有并网逆变器中因分流电阻采样导致的反馈通道电流过零点畸变的非线性问题。
本发明所采用的技术方案是：一种用于优化并网逆变器反馈电流采样的电流重构方法，在采用分流电阻采样作为电流检测的基础上，根据确定的电流给定值与电流非线性范围，得到相应电流过零点的角度值并求取电流重构系数，利用其中两相处于线性范围的电流值重构另一相非线性范围的电流值，使得系统的能够消除因为分流电阻采样导致的反馈通道过零点畸变的非线性问题，具体包括以下步骤：
步骤1：依据并网接口电路的拓扑结构，建立三相并网逆变器系统在两相旋转坐标系下的控制模型；
步骤2：根据控制模型的非线性范围，依据角度切换公式计算三相负载电流的切换点相角及任一电流周期内过零点时的角度值；
步骤3：通过步骤2所得的角度值计算电流重构权重系数，得到重构的三相电流；
步骤4：通过电流控制生成调制波，抑制电流过零点时反馈通道的电流畸变，完成电流重构。
本发明的特点还在于，
步骤1具体为，
并网接口电路的拓扑结构包括直流母线电压Udc、电网电压e以及滤波器构成并网逆变器，直流母线电容Cdc正负极分别接入由IGBT开关管组成的三相逆变桥；
在三相平衡情况下，将式(1)所示三相并网逆变器系统在三相静止坐标系下的系统电压方程为：
式(1)中，ea、eb、ec为三相电网电压、L为滤波电感、ua、ub、uc为逆变器输出的三相桥口电压，ia、ib、ic分别表示三相并网逆变器系统的三相负载电流，t表示时间；
式(1)转换为两相静止坐标系即αβ坐标系下的系统电压方程为：
式(2)中，iα、iβ分别表示两相静止α和β坐标系下的电感电流，uα、uβ分别表示两相静止α和β坐标系下的逆变器桥口输出电压，eα、eβ分别表示两相静止α和β坐标系下的电网电压；
根据式(2)可知，在两相静止坐标系下系统中仍然含有交流分量，为了实现对系统的无静差控制，需要将αβ坐标系下的交流量转换为dq坐标系下的直流量，此时系统的电压方程为：
式(3)中，id、iq分别表示两相旋转d和q坐标系下的电感电流，ud、uq分别表示两相旋转d和q坐标系下的逆变器桥口输出电压，ed、eq分别表示两相旋转d和q坐标系下的电网电压，w表示电网旋转角频率；
由此，得到三相并网逆变器系统在两相旋转坐标系下的控制模型。
步骤2具体为：
根据电流给定值Iref和电流周期内切换点对应的电流幅值Ix对系统三相负载电流各相切换点相角进行如下计算：
式(4)中，θAN表示一个周期内的A相的电流切换角，N＝1，2，3，4，一个周期内A相的电流切换角有四个，当A＝1且N＝1时，kx＝0，当A＝1且N＝2时，kx＝1，当A＝-1且N＝3时，kx＝1，当A＝-1且N＝4时，kx＝2；θBN表示一个周期内的B相的电流切换角，N＝1，2，3，4，一个周期内B相的电流切换角有四个，当B＝1且N＝2时，kx＝0，当B＝1且N＝4时，kx＝1，当B＝-1且N＝1时，kx＝1，当B＝-1且N＝3时，kx＝2；θCN表示一个周期内的C相的电流切换角，N＝1，2，3，4，一个周期内C相的电流切换角有四个，当C＝1且N＝2时，kx＝1，当C＝1且N＝4时，kx＝2，当C＝-1且N＝1时，kx＝1，当C＝-1且N＝3时，kx＝2；
A、B、C三相过零点的角度值为：
步骤3具体为：
根据式(5)可知，电流过零点以为一个周期，从θA1到过程中电流重构系数由0逐渐逼近1，从到θC1电流重构系数又从1无限逼近0，θC1到θC2为非线性区域，此区间电流重构系数保持为0不变，从θC2到θB1区间电流重构系数同样也是由0逼近1，又从1逐渐接近0，后面过程重复循环此过程，由此可见，电流重构系数α可以分为两个：①电流重构系数由0逐渐逼近1，此过程称为电流重构系数α的上升沿α1；②电流重构系数从1无限逼近0，此过程称为电流重构系数α的下降沿α2，
式(6)和(7)中，k的取值范围为(0，5)，a为电流重构公式的比例系数，e表示自然底数。
根据电流重构系数α计算三相负载电流ia、ib、ic的重构三相电流ia1、ib1、ic1：
步骤4具体为：
将重构后的电流通过Clark、Park变换得到id、iq，id、iq与给定电流的误差经过比例控制后，再经过Park、Clark反变换三相调制波并与载波比较生成六路PWM波，抑制电流过零点时反馈通道的电流畸变，完成电流重构。
本发明的有益效果是：
本发明一种用于优化并网逆变器反馈电流采样的电流重构方法，在采用分流电阻采样作为电流检测的基础上，根据确定的电流给定值与电流非线性范围，得到相应电流过零点的角度值并求取电流重构系数，利用其中两相处于线性范围的电流值重构另一相非线性范围的电流值，解决现有并网逆变器中因分流电阻采样导致的反馈通道电流过零点畸变的非线性问题，从而改善并网逆变器系统控制效果，提升并网电能质量。
附图说明
图1是本发明一种用于优化并网逆变器反馈电流采样的电流重构方法的流程图；
图2是并网逆变器主电路结构图；
图3是dq旋转坐标系并网逆变器控制框图；
图4是单电阻采样原理图；
图5是电流重构示意图；
图6是电流重构系数α周期变换示意图；
图7是电感电流采样重构控制框图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明一种用于优化并网逆变器反馈电流采样的电流重构方法，如图1所示，在采用分流电阻采样作为电流检测的基础上，根据确定的电流给定值与电流非线性范围，得到相应电流过零点的角度值并求取电流重构系数，利用其中两相处于线性范围的电流值重构另一相非线性范围的电流值，使得系统的能够消除因为分流电阻采样导致的反馈通道过零点畸变的非线性问题，具体包括以下步骤：
步骤1：依据如图2所示的并网接口电路的拓扑结构，建立三相并网逆变器系统在两相旋转坐标系下的控制模型；
步骤1具体为，
并网接口电路的拓扑结构包括直流母线电压Udc、三相电网电压e以及滤波器构成并网逆变器，直流母线电容Cdc正负极分别接入由IGBT开关管组成的三相逆变桥，其中IGBT开关管均为封装反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件；
在三相平衡情况下，系统只有两个自由度，因此通过控制过程将三相系统转化为两相系统，将式(1)所示三相并网逆变器系统在三相静止坐标系下的系统电压方程为：
式(1)中，ea、eb、ec为三相电网电压、L为滤波电感、ua、ub、uc为逆变器输出的三相桥口电压，ia、ib、ic分别表示三相并网逆变器系统的三相负载电流，t表示时间。
式(1)转换为两相静止坐标系即αβ坐标系下的系统电压方程为：
式(2)中，iα、iβ分别表示两相静止α和β坐标系下的电感电流，uα、uβ分别表示两相静止α和β坐标系下的逆变器桥口输出电压，eα、eβ分别表示两相静止α和β坐标系下的电网电压。
根据式(2)可知，在两相静止坐标系下系统中仍然含有交流分量，为了实现对系统的无静差控制，需要将αβ坐标系下的交流量转换为dq坐标系下的直流量，此时系统的电压方程为：
式(3)中，id、iq分别表示两相旋转d和q坐标系下的电感电流，ud、uq分别表示两相旋转d和q坐标系下的逆变器桥口输出电压，ed、eq分别表示两相旋转d和q坐标系下的电网电压，w表示电网旋转角频率。
由此，得到如图3所示的三相并网逆变器系统在两相旋转坐标系下的控制模型。
步骤2：根据控制模型的非线性范围，依据角度切换公式计算三相负载电流的切换点相角及任一电流周期内过零点时的角度值；
目前，与电流互感器、电流传感器相比，分流电阻采样三相负载电流的方法是在三相滤波电感支路各串联一个采样电阻，利用流过采样电阻的电流产生的电压降计算流过负载的电流大小。分流电阻采样的优点在于采样原理简单、采样精度满足系统要求且可以大大降低系统成本，其典型采样电路如图4所示，通过测量采样电阻两端电压值，并通过运算放大器构成的信号调理电路对采样信号放大且滤波，得到电压值u，由电压值u与采样电阻R的大小即可求得逆变输出电流大小，由于电阻采样的固有特性，会导致电流采样存在非线性特征，而电流采样的非线性会导致反馈环节存在非线性因素，系统在过零点附近的斜率变化较大，从而引入系统前向通道，使系统的特性变差；
步骤2具体为：
如图5所示，根据电流给定值Iref和电流周期内切换点对应的电流幅值Ix对系统三相负载电流各相切换点相角进行如下计算：
式(4)中，θAN表示一个周期内的A相的电流切换角，N＝1，2，3，4，一个周期内A相的电流切换角有四个，当A＝1且N＝1时，kx＝0，当A＝1且N＝2时，kx＝1，当A＝-1且N＝3时，kx＝1，当A＝-1且N＝4时，kx＝2；θBN表示一个周期内的B相的电流切换角，N＝1，2，3，4，一个周期内B相的电流切换角有四个，当B＝1且N＝2时，kx＝0，当B＝1且N＝4时，kx＝1，当B＝-1且N＝1时，kx＝1，当B＝-1且N＝3时，kx＝2；θCN表示一个周期内的C相的电流切换角，N＝1，2，3，4，一个周期内C相的电流切换角有四个，当C＝1且N＝2时，kx＝1，当C＝1且N＝4时，kx＝2，当C＝-1且N＝1时，kx＝1，当C＝-1且N＝3时，kx＝2；
如图6所示，一个电流周期内有六次零点的过程，A、B、C三相过零点的角度值为：
步骤3：通过步骤2所得的角度值计算电流重构权重系数，得到重构的三相电流；
步骤3具体为：
根据式(5)可知，电流过零点以为一个周期，从θA1到过程中电流重构系数由0逐渐逼近1，从到θC1电流重构系数又从1无限逼近0，θC1到θC2为非线性区域，此区间电流重构系数保持为0不变，从θC2到θB1区间电流重构系数同样也是由0逼近1，又从1逐渐接近0，后面过程重复循环此过程，由此可见，电流重构系数α可以分为两个：①电流重构系数由0逐渐逼近1，此过程称为电流重构系数α的上升沿α1；②电流重构系数从1无限逼近0，此过程称为电流重构系数α的下降沿α2，
式(6)和(7)中，k的取值范围为(0，5)，a为电流重构公式的比例系数，e表示自然底数。
根据电流重构系数α计算三相负载电流ia、ib、ic的重构三相电流ia1、ib1、ic1：
步骤4：利用重构后的电流的作为电流环控制量，通过电流控制生成调制波和占空比，抑制电流过零点时反馈通道的电流畸变，完成电流重构；
步骤4具体为：
如图7所示，将重构后的电流通过Clark、Park变换得到id、iq，id、iq与给定电流的误差经过比例控制后，再经过Park、Clark反变换三相调制波并与载波比较生成六路PWM波，抑制电流过零点时反馈通道的电流畸变，完成电流重构。
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