具体实施方式

下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理，并非用于限定本发明的范围。

现有的一种Boost型高频功率变换器的电路拓扑结构如图1所示。这种高频DC/DC拓扑在开关管S的两端并联了L_2F和C_2F，通过L_F、C_F、L_2F和C_2F的谐振，可以使开关管的漏源阻抗对二次谐波呈现低阻特性，对三次谐波呈现高阻特性，从而消除了开关管两端的二次谐波并放大了三次谐波，使开关管的电压应力大大降低。但是这种拓扑未实现电气隔离，并且L_2F和C_2F的引入会降低系统的效率和功率密度。

现有的另一种高频DC/DC功率变换器拓扑结构如图2所示。这种电路同样采用引入LC支路的方法来降低开关管S的电压应力。另外，为了实现电气隔离，该电路采用了磁芯式绕线变压器结构，但是其变压器为绕线式结构且磁芯较大，明显增大了系统的体积和重量，严重背离开关电源高频化的初衷，对开关电源的小型化和轻量化产生不利影响。同时，磁芯在高频条件下的损耗极大，且变压器的漏感对系统参数的精确设计造成障碍，这都将严重损害了系统性能的提升。

现有一种双全桥型双向DC/DC变换器电路如图3所示。该电路的能量既能从高压侧V_H流向低压侧V_L，又能从低压侧V_L流向高压侧V_H，实现了能量的双向流动。但是该变换器使用的较多的开关管，且开关管处于硬开关的工作模式，因而系统的开关损耗较多。同时，为了实现电气隔离与电压等级变换，系统采用了磁芯式变压器，从而进一步增大了系统的功率损耗与体积。

针对现有电路的上述缺陷，本发明旨在提供一种开关管电压应力较低、系统体积较小且能量能够双向流动的隔离型Class E²高频功率变换器拓扑结构。具体方案见实施例1中的内容。

实施例1

本实施例公开了一种自谐振驱动隔离低应力型双向Class E²高频功率变换器，电路图如图4所示，所述变换器包括：第一Class E谐振单元、隔离型匹配网络、第二Class E谐振单元；所述第一Class E谐振单元的第二端口与所述隔离型匹配网络的第一端口相连，所述隔离型匹配网络的第二端口与所述第二Class E谐振单元的第一端口相连；当所述变换器的能量正向流动时，所述第一Class E谐振单元的第一端口与电源相连，所述第二ClassE谐振单元的第二端口与负载相连；当所述变换器的能量反向流动时，所述第一Class E谐振单元的第一端口与负载相连，所述第二Class E谐振单元的第二端口与电源相连。

优选地，所述第一Class E谐振单元包括：电容C₁、谐振电容C_F，谐振电感L_F、电感L_G1、N型开关管S_F、直流偏置电源V_b1；其中，谐振电感L_F的一端连接电容C₁的一端，谐振电感L_F的另一端连接N型开关管S_F的漏极、谐振电容C_F的一端；电容C1的另一端连接直流偏置电源V_b1的负极、N型开关管S_F的源极以及谐振电容C_F的另一端；直流偏置电源V_b1的正极串联电感L_G1后连接至N型开关管S_F的栅极；所述谐振电感L_F的一端作为所述第一Class E谐振单元的第一正端口，用于连接电源正极或负载正极；所述电容C1的另一端作为所述第一Class E谐振单元的第一负端口，用于连接电源负极或负载负极。所述谐振电容C_F的一端作为第一Class E谐振单元的第二正端口，用于连接隔离型匹配网络的第一正端口；谐振电容C_F的另一端作为第一Class E谐振单元的第二负端口，用于连接隔离型匹配网络的第一负端口。需要说明的是，在第一Class E谐振单元中，直流偏置电源V_b1用于驱动N型开关管S_F的栅极工作，可根据N型开关管S_F的栅极的导通电压，选取与之相适应的V_b1的电压值。

优选地，所述第二Class E谐振单元包括谐振电容C_d、电容C₂，谐振电感L_d、电感L_G2、N型开关管S_d、直流偏置电源V_b2；谐振电容C_d的一端连接谐振电感L_d的一端、N型开关管S_d的漏极；谐振电感L_d的另一端连接电容C₂的一端；谐振电容C_d的另一端连接直流偏置电源V_b2的负极、N型开关管S_d的源极、电容C₂的另一端；直流偏置电源V_b2的正极经串联电感L_G2后连接至N型开关管S_d的栅极；所述谐振电容C_d的一端作为第二Class E谐振单元的第一正端口，用于连接隔离型匹配网络的第二正端口；所述谐振电容C_d的另一端作为第二Class E谐振单元的第一负端口，用于连接隔离型匹配网络的第二负端口；所述电容C₂的一端作为第二Class E谐振单元的第二正端口，用于电源正极或负载正极；所述电容C₂的另一端作为第二Class E谐振单元的第二正端口，用于连接电源负极或负载负极。需要说明的是，在第二Class E谐振单元中，直流偏置电源V_b2用于驱动N型开关管S_d的栅极工作，可根据N型开关管S_d的栅极的导通电压，选取与之相适应的V_b2的电压值。

优选地，所述隔离型匹配网络包括：电容C_B、电容C_rec和变压器T_r；电容C_B的一端连接变压器T_r的正输入端，变压器T_r的正输出端连接电容C_rec的一端，电容C_B的另一端作为隔离型匹配网络的第一正端口；变压器T_r的负输入端作为隔离型匹配网络的第一负端口，电容C_rec的另一端作为隔离型匹配网络的第二正端口，变压器T_r的负输出端作为隔离型匹配网络的第二负端口。

优选地，变压器T_r中包括理想变压器T、原边漏感L_r、励磁电感L_m和副边漏感L_rec；原边漏感L_r的一端同时连接理想变压器T的初级线圈同名端和励磁电感L_m的一端，励磁电感L_m的另一端连接理想变压器T的初级线圈异名端，理想变压器T的次级线圈异名端连接副边漏感L_rec的一端，原边漏感L_r的另一端作为变压器T_r的正输入端，励磁电感L_m的另一端作为变压器T_r的负输入端，副边漏感L_rec的另一端作为变压器T_r的正输出端，理想变压器T的次级线圈同名端作为变压器T_r的负输出端。

下面对自谐振驱动隔离低应力型双向Class E²高频功率变换器的工作过程做如下说明：

(1)当所述变换器的能量正向流动时，第一Class E谐振单元的第一端口与电源相连，第二Class E谐振单元的第二端口与负载相连；此时的变换器工作过程为：

第一Class E谐振单元中的开关管S_F在高频开关状态下使L_F与C_F发生谐振，将该单元第一端口的直流电压逆变为高频交流量，同时LF、CF和变压器漏感L_r、变压器励磁电感L_m以及C_rec谐振，将S_F的电压应力降低并将该电压经变压器T_r传递至第二Class E谐振单元第一端口，然后经开关管S_d的高频通断以及L_d与C_d的谐振将其整流为直流电压输出至第二Class E谐振单元的第二端口。

(2)当所述变换器的能量反向流动时，第一Class E谐振单元的第一端口与负载相连，第二Class E谐振单元的第二端口与电源相连。此时的变换器工作过程为：

第二Class E谐振单元中的开关管S_d在高频开关状态下使L_d与C_d发生谐振，将该单元的第二端口的直流电压逆变为高频交流量，并由该单元的第一端口输出，然后经变压器T_r传递至第一Class E谐振单元第二端口，最后经开关管S_F的高频通断以及L_F与C_F的谐振将其整流为直流电压输出至第一Class E谐振单元的第一端口。

通过分析变换器的工作过程可知，当变换器的能量正向流动时，第一Class E谐振单元用作逆变器、第二Class E谐振单元用作整流器；而当变换器的能量反向流动时，二者的功能正好相反。

同时，由于系统的工作频率与负载电阻在能量正向流动和反向流动时保持不变，则在谐振状态下，无论能量朝哪个方向流动，从输入端到输出端，系统在基波和各次谐波阻抗的变换比保持不变，因此，无论能量正向流动、还是反向流动，上述变换器均实现的是降压过程。

此外，由于变换器的电路结构及其各单元的电路功能在能量正向与反向流动的状态下互相对称，从任意一个流动方向着手设计电路，不仅能满足该流动方向的设计指标，也能满足与该流动方向相反状态下的电路指标，因此，变换器中能量流动方向不影响系统参数的设计，因此，本实施例选择以能量正向流动时的工作状态进行参数设计。

可以理解的是，变换器中各元件参数值的设计依赖于变换器的设计指标。示例性地，本实施例中的设计指标可以如表1所示。

表1变换器的设计指标

下面以变压器的能量正向流动为例，说明其中的参数设计过程：

a.后级的Class E整流器(第二Class E谐振单元)的参数设计如下：

首先假设C_d两端并联了一个交流电流源，其频率与系统的开关频率一致，幅值I_in为输出电流的倍，且S_d的占空比D_d为0.5，那么根据相关电路原理可以得到方程组(1)，然后将表1中的相关指标带入(1)中，即可计算出L_d和C_d的参数。

其中，ω＝2πf，T＝1/f，f为所述变换器的工作频率；P_o为所述变换器的输出功率，V_o为所述变换器的输出电压；T_on＝D_dT，T_off＝(1-D_d)T，D_d为所述第二Class E谐振单元中N型开关管S_d的工作占空比； 为I_in的初始相位角，其作为一中间变量，可通过方程(1)求得。

b.前级的Class E逆变器(第一Class E谐振单元)和隔离型匹配网络的参数设计如下：

由于输入电压较高，因此有必要通过网络谐振引入高次电压谐波来降低开关管S_F的电压应力。在实际工作时，L_F、C_F与L_r、L_rec、L_m等共同参与谐振，实现对开关管电压谐波特性的调整，从而在不引入额外的LC支路就可以有效的降低开关管的电压应力。空芯变压器的使用可以提高系统的电气安全性且损耗与体积较低，有利于提高系统的效率和集成度。

忽略系统中三次谐波以上的高次谐波后，开关管S_F的漏源电压表达式如(2)所示：

其中，V_DS1、V_DS2、V_DS3分别为漏源电压的基波幅值、二次谐波幅值、三次谐波幅值，分别为漏源电压的基波相角、二次谐波相角、三次谐波相角。经数学推导可得，为了使v_DS最小，从而最大限度减小开关管的电压应力，v_DS的谐波特性应该满足：基波幅值是三次谐波幅值的6倍、二次谐波幅值为零以及三次谐波相角是基波相角的3倍这三个条件，对应的开关阻抗需满足的频率特性如下式所示：

这里面Z_DS1、Z_DS2、Z_DS3分别为开关阻抗的基波阻抗、二次谐波阻抗和三次谐波阻抗。和分别为开关阻抗的基波相角和三次谐波相角。

而系统开关阻抗的的等效模型如图5所示，其表达式如(4)所示

其中Zrec＝Rrec+jXrec，Xrec＝Rrec/2。采用零极点配置的方法来使得开关阻抗满足表达式(2)的条件，从而降低开关管的电压应力，并实现对图5中相关参数的求解。首先配置Z_DS的零点为2ω，从而保证v_DS的二次谐波幅值为零。然后配置Z_DS极点m₁ω和m₂ω，通过对m₁和m₂的数据扫描，来确保基波幅值是三次谐波幅值的6倍并且三次谐波相角是基波相角的3倍，扫描结果为m₁＝1.0367，m₂＝3.0945。此时将m₁和m₂的值带入到由(3)和(4)联立得到的表达式(5)以及变压器表达式(6)，即可计算出逆变环节和匹配环节的参数值。

其中，m₁和m₂分别为所述第一Class E谐振单元中N型开关管S_F的电压应力的基波和三次谐波的极点系数，k为所述变压器的耦合系数；该值满足即可。R_inv＝(1.5V_in)²/(2P_o)，V_in为所述变换器的输入电压；R_rec＝V_o ²/P_o，X_rec＝R_rec/2。

c.自谐振驱动参数的设计

本文采用了自谐振驱动的工作方式实现对前后两级Class E谐振环节中的开关管的驱动，该种驱动方式的优势是能够增加系统集成度和工作效率，同时采用自谐振驱动的方式可以自动实现前后两级开关管驱动信号相位关系的对应。自谐振的电路原理图如图6所示，其工作原理是在开关管的栅极串接谐振电感L_G，通过L_G与开关管内部的寄生参数C_GD、C_GS、R_G的谐振，将开关管的漏源电压v_DS谐振到开关管的栅源极，从而产生驱动电压的基波分量，该基本分量与直流偏置电压V_b叠加，即构成了开关管的驱动电压。

根据相关电路原理，通过数学推导可以得到栅极电压与开关管漏源极电压之间的关系如式(7)、(8)所示。

具体地，根据以下公式确定L_G1的取值：

其中，s为拉普帕斯算子，C_GD1、C_GS1分别为所述N型开关管S_F的米勒寄生电容和栅源寄生电容，R_G1为所述N型开关管S_F的栅极寄生电阻；V_{DS_SF}为所述N型开关管S_F的漏源电压基波幅值；V_{GS_SF}为所述N型开关管S_F的栅源驱动电压的基波幅值。

还根据以下公式确定L_G2的取值：

其中，s为拉普帕斯算子，C_GD2、C_GS2分别为所述N型开关管S_d的米勒寄生电容和栅源寄生电容，R_G2为所述N型开关管S_d的栅极寄生电阻；V_{DS_Sd}为所述N型开关管S_d的漏源电压基波幅值；V_{GS_Sd}为所述N型开关管S_d的栅源驱动电压的基波幅值。

由于开关管内部的寄生参数已知，因此只需选取合适的驱动电压基波幅值，然后带入表达式(7)、(8)，即可求解出前后两级的自谐振参数L_G1和L_G2，完成对驱动环节的设计。V_{GS_SF}、V_{GS_Sd}通常选择5V左右即可；计算L_G1时，V_{DS_SF}取值为正向输入电压的1.5倍；计算L_G2时，V_{DS_Sd}取值为正向输出电压的1.5倍。

按照上述方法，完成了对该电路拓扑的参数设计，并在电路仿真软件PSpice中仿真验证，仿真结果如图7和图8所示。

从图中可以看出，系统能量无论出于正向流动还是负向流动，开关管S_F和S_d均实现了零电压导通，因而工作效率得到了有效提升。且系统处于正向流动时，S_F的电压应力约为125V，约为正向输入电压的2.6倍，电压应力较低，系统的工作安全性得到了保证。

本实施例提供的自谐振驱动隔离低应力型双向Class E²高频功率变换器，开关管电压应力较低、系统体积较小且能量能够双向流动。采用高频空芯变压器来提供电气隔离，并在不引入LC支路的情况下，保证开关管电压应力得到有效降低。同时将开关管的驱动电路与系统的功率电路集成到一起，采用自谐振驱动的方式，从而降低系统的体积并提高系统的工作效率。此外，系统的逆变和整流环节采用了对称的谐振型Class E结构，有利于系统能量双向流动的实现，且无论系统工作在正向流动模式还是反向流动模式，逆变与整流两个环节的开关管均工作于零电压导通(ZVS)模式，因此提高了系统的安全性与工作效率。

该转换器可用于对电池充电，然后在不充电时将电能从电池传递到负载。比如在光伏路灯系统中，白天通过光伏面板给电池充电，而在晚上则将功率提供给LED路灯。随着技术的发展，未来该种功率变换器也可以集成在芯片内部，通过对相关参数的调整可使系统具有两种不同的传输比，从而降低变换器的生产成本。

本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于计算机可读存储介质中。其中，所述计算机可读存储介质为磁盘、光盘、只读存储记忆体或随机存储记忆体等。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。