一种基于二次电流模拟的llc同步整流电路
阅读说明：本技术 一种基于二次电流模拟的llc同步整流电路 (LLC synchronous rectification circuit based on secondary current simulation ) 是由 谢小高 于海明 于 2021-07-16 设计创作，主要内容包括：本发明提出一种模拟二次电流的LLC同步整流驱动电路。针对实际的同步整流MOS漏源极中存在寄生电感,导致驱动关断时刻与理想驱动状态区别较大,造成占空比丢失的问题。采用谐振电感辅助绕组和变压器辅助绕组在二次侧串联连接,其输出信号输入到积分电路中,积分电路的输出信号v-(iSR)整流后的信号是与二次侧整流电流i-(SR)成比例的电压信号。采用此电压信号取代v-(ds-SR)产生SR的驱动信号,可有效解决因寄生电感导致SR驱动信号占空比丢失的问题,减小同步整流MOS损耗,提高变换器的效率。(The invention provides an LLC (logic link control) synchronous rectification drive circuit for simulating secondary current. The method aims at the problem that the duty ratio is lost due to the fact that parasitic inductance exists in an actual synchronous rectification MOS drain-source electrode, and the difference between the driving turn-off moment and an ideal driving state is large. The auxiliary winding of resonant inductor and the auxiliary winding of transformer are connected in series at the secondary side, the output signal is input into the integrating circuit, and the output signal v of the integrating circuit iSR The rectified signal is the rectified current i of the secondary side SR A proportional voltage signal. Using this voltage signal instead of v ds_SR The SR driving signal is generated, the problem that the duty ratio of the SR driving signal is lost due to parasitic inductance can be effectively solved, the loss of the synchronous rectification MOS is reduced, and the efficiency of the converter is improved.)
技术领域
本发明涉及电子技术领域，特别涉及一种基于二次电流模拟的LLC同步整流电路。
背景技术
目前，随着消费类电子和IT设备的小型化对DC-DC电源小型化和高效率提出更高的要求。因为LLC电路拓扑具有众多优点，尤其是可以在不增加任何辅助电路的情况下能实现原边开关管零电压开通(ZVS)和副边整流管的零电流关断(ZCS)，这样就可以减小开关管和整流管的开关损耗。所以LLC电路拓扑可以比较容易得到更高的效率，得以在现在各种供电电源中广泛使用。
为了进一步提高LLC拓扑效率，在负载大电流情况下，通常采用同步整流技术即，使用低压同步整流MOS管(SR)代替整流二极管。利用低压MOS管导通电阻非常小的优点，其通态压降远小于整流二极管。但是同步整流MOS管在导通期间需要驱动电路才能使其发挥作用。针对同步整流驱动问题，现在有很多种驱动方式，但是商业上应用最多的还是以检测同步整流MOS管D(漏极)S(源)两端电压来获取驱动信号为主，如图1所示。图2是其工作的理想波形。当有电流流过同步整流二极管时，同步整流MOS的DS两端产生一个比较大的负向压降Vds，当Vds电压低于驱动开启电压Vth_on时，驱动芯片产生同步整流MOS的驱动信号Vgs_SR。这时同步整流MOS压降为Vds＝iSR·Ron，其中iSR是同步整流MOS的电流，Ron是同步整流MOS导通电阻。随着同步整流MOS管iSR下降接近零，Vds电压也接近零，当Vds大于关断电压Vth_off时，驱动信号Vgs_SR关断，Vth_off是一个接近零伏的电压。这样同步整流MOS的二极管开通时间可以降低到很小。
但是实际的同步整流MOS漏极中有各种寄生电感，包括MOS封装电感和PCB走线电感等，其模型如图3所示，LSR是同步整流MOS总寄生电感。实际检测的同步整流MOS管的DS端电压是Vd′s。
驱动波形开启过程与图2一样不在赘述。但是驱动关断时刻与理想驱动有很大不同。由于当同步整流MOS电流iSR下降时候，寄生电感LSR的感应电压反向，实际检测的同步整流MOS的DS端电压为所以实际检测到的Vd′s比理想的Vds更早达到驱动关断阀值电压Vth_off。因此，实际的同步整流MOS管的驱动信号V′gs_SR比理想的驱动信号Vgs_SR更早关断，造成占空比丢失。导致同步整流MOS管二极管导通时间增加，增加了同步整流MOS的损耗，这样情况在高频和重载情况下更为严重。
发明内容
针对实际的同步整流MOS漏源极中存在寄生电感，导致驱动关断时刻与理想驱动状态区别较大，造成占空比丢失的问题，本发明提出一种模拟二次电流的LLC同步整流控制电路。采用谐振电感辅助绕组和变压器辅助绕组在二次侧串联连接，其输出信号输入到积分电路中，积分电路的输出信号viSR整流后的信号是与二次侧整流电流iSR成比例的电压信号。采用此电压信号取代Vds_SR产生同步整流MOS的驱动信号，从而有效解决因寄生电感导致SR驱动信号占空比丢失的问题，减小同步整流MOS损耗，提高变换器的效率。
具体而言，本发明提出的一种基于二次电流模拟的LLC同步整流电路，包括：功率电路包括：直流输入电压Vin，半桥电路的两个主功率管Q1和Q2，谐振电容Cr，谐振电感Lr，LLC主变压器T1，二次侧同步整流管S1和S2，以及输出电容Co和负载；
控制部分包括：谐振电感辅助绕组Laux，变压器辅助绕组Waux，积分电路和同步整流驱动电路；
所述的同步整流驱动电路，包括：同步整流MOS管S1的驱动生成电路以及同步整流MOS管S2的驱动生成电路；
其中，直流输入电压Vin正极接开关管Q1漏极；开关管Q1的源极接谐振电容Cr的一端；谐振电容Cr的另一端接谐振电感Lr的同名端；谐振电感Lr的异名端接主变压器T1的同名端；主变压器T1的异名端接开关管Q2的源极和输入电源Vin的负极；变压器T1副边绕组Ws1的异名端接同步整流MOS管S1的漏极；变压器T1副边绕组Ws2的同名端接同步整流MOS管S2的漏极；副边绕组Ws2异名端接Ws1的同名端和输出电容Co的正极和负载一端；输出电容Co的负极接负载另一端和同步整流管S1、S2的源极；
谐振电感Lr的辅助绕组Laux的同名端接变压器T1的辅助绕组Waux同名端；Laux的异名端接积分电路输入端，积分电路的输出接同步整流驱动电路的输入；同步整流驱动电路产生同步整流管S1的驱动信号Vgs_SR1和S2的驱动信号Vgs_SR2。
优选的，所述的负载为后级电路。
优选的，所述积分电路，包括运算放大器OP、输入电阻R1、反馈电阻R2和反馈电容C1。其中：
输入电阻R1的一端接所述合成电压源的输出端，输入电阻R1的另一端接运放OP的负输入端、反馈电阻R2的一端和反馈电容C1的一端，运放OP的正输入端接二次侧地GND-S，运放OP的输出端接反馈电阻R2的另一端、反馈电容C1的另一端，运放OP的输出端输出电压信号viSR。
优选的，所述积分电路，包括：电阻R1和电容C1；电阻R1一端接所述合成电压源的输出端；电阻R1另一端接电容C1的一端；电容C1另一端接二次侧地GND-S；电阻R1和电容C1之间为所述积分电路的输出电压信号viSR。
优选的，所述同步整流驱动电路包括：同步整流MOS管S1的驱动生成电路和同步整流MOS管S2的驱动生成电路。
优选的，所述同步整流MOS管S1的驱动生成电路，包括：比较器1、比较器2，RS触发器1，驱动电路1；比较器1的正输入端接积分电路501的运放OP的输出端和比较器2的负输入端；比较器1的负输入端接电压源Vth_SR1；比较器2的正输入端接地；比较器1的输出端接RS触发器1的SET端；比较器2的输出端接RS触发器1的RESET端；RS触发器1的输出Q端接驱动电路1的输入端；驱动电路1的输出端接同步整流MOS管S1的门极。
优选的，所述同步整流MOS管S1的驱动生成电路，包括：比较器1、比较器2，RS触发器1，驱动电路1；比较器1的正输入端接负电压源Vth_on，比较器1的负输入端接同步整流MOS管S1的漏极；积分电路501的运放OP的输出端接比较器2的负输入端，比较器2的正输入端接地；比较器1的输出端接RS触发器1的SET端；RS触发器1的RESET端接比较器2的输出端；RS触发器1的输出Q端接驱动电路1的输入端；驱动电路1的输出端接同步整流MOS管S1的门极。
优选的，所述同步整流MOS管S2的驱动生成电路，包括：比较器3、比较器4，RS触发器2，驱动电路2。其中比较器3的负输入端接积分电路501的运算放大器OP的输出端和比较器4的正输入端；比较器3的正输入端接电压源Vth_SR2；比较器3的输出端接RS触发器2的SET端；RS触发器2的RESET端接比较器4的输出；比较器4的负输入端接地；RS触发器2的输出端Q接驱动电路2的输入端；驱动电路2的输出接同步整流MOS管S2的门极。
优选的，所述同步整流MOS管S2的驱动生成电路，包括：比较器3、比较器4，RS触发器2，驱动电路2。其中比较器3的正输入端接负电压源Vth_on，比较器3负输入端接同步整流MOS管S2的漏极；积分电路501的运算放大器OP的输出端接比较器4的正输入端，比较器4的负输入端接地；比较器3的输出端接RS触发器2的SET端；RS触发器2的RESET端接比较器4的输出；RS触发器2的输出端Q接驱动电路2的输入端；驱动电路2的输出接同步整流MOS管S2的门极。
优选的，所述基于二次电流模拟的LLC同步整流控制电路，可用于LLC谐振变换器、LC谐振变换器或LCC谐振变换器。
本发明的实质性优点在于：依据本发明提出的一种基于二次电流模拟的LLC同步整流电路，可有效解决因寄生电感导致副边同步整流管驱动信号占空比丢失问题，可以实现高精度的同步整流驱动信号，提高LLC的效率。具有结构简单、电路成本低和可靠性高等特点。
附图说明
图1所示为一种检测同步整流MOS管的DS两端电压产生其驱动信号的原理框图；
图2所示为检测同步整流MOS管DS两端电压产生驱动信号的理想波形；
图3所示为带寄生电感的同步整流MOS管模型；
图4所示为本发明的基于二次电流模拟的LLC同步整流控制电路原理框图；
图5所示为本发明的基于二次电流模拟的LLC同步整流控制电路第一具体实施例；
图6所示为本发明的基于二次电流模拟的LLC同步整流控制电路第二具体实施例；
图7所示为本发明的基于二次电流模拟的LLC同步整流控制电路第三具体实施例；
图8所示为检测同步整流MOS管DS两端电压产生驱动信号的实际波形与理想波形对比图；
图中：400、合成电压源，401、积分电路，402、同步整流驱动电路，4021、同步整流MOS管SR1的驱动生成电路，4022、同步整流MOS管SR2的驱动生成电路。
具体实施方式
为使本发明的技术方案，优点更加明确，下面结合图附图对本发明的细节做进一步详细的阐述，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
图4示出了本发明提出的基于二次电流模拟的LLC同步整流控制电路原理框图，为了便于理解，图中还示出了所述同步整流电路控制电路与LLC谐振变换器主电路的电气连接。
参考图4，所述同步整流控制电路包括：谐振电感Lr的辅助绕组Laux，变压器T1的辅助绕组Waux，积分电路401和同步整流驱动电路402；
其中，所述谐振电感Lr的辅助绕组Laux与所述变压器T1的辅助绕组Waux串联构成合成电压源400，其中谐振电感Lr的辅助绕组Laux的同名端接变压器T1的辅助绕组Waux的同名端，合成电压源400的一端接二次侧地GND-S，合成电压源400的另一端接所述积分电路401的输入端，所述积分电路401的输出端接所述同步整流驱动电路402的输入端，同步整流驱动电路402产生同步整流MOS管的驱动信号vgs_SR1和vgs_SR2。
所述LLC谐振变换器主电路包括直流输入电压Vin，构成半桥电路的两个主功率管Q1和Q2，谐振电容Cr，谐振电感Lr，变压器T1，二次侧同步整流管SR1和SR2，以及输出电容Co和负载。其中，谐振电感Lr的一次侧绕组的异名端接变压器T1一次侧绕组的同名端。
下面对其本发明的原理做简单的说明
谐振电感Lr辅助绕组Laux电压vLr表示如下：
其中Lr是谐振电感，nLr是谐振电感Lr一次侧绕组相对于辅助绕组Laux的匝比，iLr是谐振电流。
变压器T1辅助绕组Waux电压vaux表示如下：
其中，Lm是变压器原边励磁电感，nT是变压器T1一次侧绕组相对于辅助绕组Waux的匝比，iLm是励磁电流。
参考图4，合成电压源400的输出电压v1表示如下：
v1＝-(vLr-vaux) (3)
由基本的LLC工作原理可以得到下面的电流关系：
iLr-iLm＝iSR/nT (4)
其中，iSR是副边同步整流MOS管整流电流之和。
联立方程(1)～(3)，积分电路401的输出信号viSR可表示如下：
设计电路参数满足Lr/nLr＝Lm/nT，结合方程(4)，方程(5)可以简化如下：
其中k＝Lr/(nLrnT)，为积分电路401的输出信号viSR的绝对值与同步整流电流iSR的比例系数。
从方程(6)可以看出，积分电路401的输出信号viSR的绝对值与同步整流电流iSR成比例关系，即输出信号viSR整流后的信号波形与同步整流电流iSR波形成比例关系，viSR的波形与iSR的波形过零点一致。因此，可以通过检测viSR产生同步整流MOS的驱动信号。与传统同步整流方案检测同步整流MOS管的DS两端电压产生同步整流MOS管的驱动信号方式相比，本方案，尤其是同步整流MOS管的关断信号，不再受寄生电感影响，
图5示出了本发明的基于二次电流模拟的LLC同步整流控制电路的第一具体实施例，具体而言，示出了积分电路401和同步整流驱动电路402的一种具体实施方式。同样为了便于理解，图5中还示出了所述同步整流电路控制电路与LLC谐振变换器主电路的电气连接。
参考图5，变压器T1辅助绕组Waux的异名端接二次侧地GND-S，同名端接谐振电感Lr的辅助绕组Laux的同名端，谐振电感Lr的辅助绕组Laux的异名端输出合成电压源400的输出信号v1。
所述积分电路401包括运算放大器OP，运放OP的输入电阻R1，运放OP的反馈电阻R2和反馈电容C1。运放OP输入电阻R1的一端接谐振电感Lr辅助绕组Laux异名端；R1的另一端接运放OP的负输入端、反馈电阻R2的一端和反馈电容C1的一端；运放OP的正输入端接二次侧地GND-S；运放OP输出端接反馈电阻R2的另一端、反馈电容C1的另一端。积分电路401模块对合成电压源400的输出电压信号v1进行积分，输出信号viSR。
积分电路401的输出viSR与副边同步整流电流iSR的频域关系表示如下：
其中，fL＝1/2πR2C1是积分电路401的低频转折频率。当工作频率fs＞＞fL时，viSR与iSR时域关系可以简化如下：
其中，K＝Lr/(R1C1nLrnT)。对比公式(8)和(6)，可以看出图5所示积分电路401具体实施例可以实现积分电路401所需功能。
所述同步整流驱动电路402包括同步整流MOS管SR1的驱动生成电路4021和同步整流MOS管SR2的驱动生成电路4022。其中，
同步整流MOS管SR1的驱动生成电路4021包括比较器1、比较器2，RS触发器1，驱动电路1。比较器1的正输入端接积分电路401的运放OP的输出端和比较器2的负输入端；比较器1的负输入端接一个很小的正电压的电压源Vth_SR1，比较器2的正输入端接二次侧地GND-S，比较器1的输出端接RS触发器1的SET端；RS触发器1的RESET端接比较器2的输出端；RS触发器1的输出Q端接驱动电路1的输入端；驱动电路1的输出端接同步整流MOS管SR1的门极。
同步整流MOS管SR1的驱动生成电路4021的具体工作过程如下：当积分电路401的输出信号viSR高于Vth_SR1，比较器1输出高电平使得RS触发器1输出端Q置位成高电平，同步整流管S1的驱动信号vgs_SR1由低电平翻转为高电平。当积分电路401的输出信号viSR减小过零时，比较器2输出高电平使得RS触发器1输出端Q复位成低电平，同步整流MOS管S1的驱动信号vgs_SR1由低电平翻转为高电平。
同步整流MOS管SR2的驱动生成电路4022包括比较器3、比较器4，RS触发器2，驱动电路2。其中比较器3的负输入端接积分电路501的运算放大器OP的输出端和比较器4的正输入端；比较器3的正输入端接一个很小的负电压的电压源Vth_SR2，比较器4的负输入端接二次侧地GND-S；比较器3的输出端接RS触发器2的SET端；RS触发器2的RESET端接比较器4的输出；RS触发器2的输出端Q接驱动电路2的输入端；驱动电路2的输出接同步整流MOS管SR2的门极。
同步整流MOS管SR2的驱动生成电路4022的具体工作过程如下：当积分电路401的输出信号viSR比Vth_SR2小时，比较器3输出高电平使RS触发器2输出端Q置位成高电平，同步整流管S2的驱动信号vgs_SR2由低电平翻转为高电平。当401的输出信号viSR增大过零时，比较器4输出高电平使得RS触发器2输出端Q复位成低电平，同步整流MOS管SR2的驱动信号vgs_SR2变成由高电平翻转为低电平。
图6所示为本发明的基于二次电流模拟的LLC同步整流控制电路的第二具体实施例。与图5所示第一具体实施例相比，图6所示第二具体实施例的区别在于同步整流驱动电路402的实施方式。
参考图6，所述同步整流驱动电路402包括同步整流MOS管SR1的驱动生成电路4021和同步整流MOS管SR2的驱动生成电路4022。其中，
所述同步整流MOS管SR1的驱动生成电路，包括：比较器1、比较器2，RS触发器1，驱动电路1；比较器1的正输入端接负电压源Vth_on，比较器1的负输入端接同步整流MOS管SR1的漏极；积分电路501的运放OP的输出端接比较器2的负输入端，比较器2的正输入端接二次侧地GND-S；比较器1的输出端接RS触发器1的SET端；RS触发器1的RESET端接比较器2的输出端；RS触发器1的输出Q端接驱动电路1的输入端；驱动电路1的输出端接同步整流MOS管SR1的门极。
同步整流MOS管SR1的驱动生成电路4021的具体工作过程如下：当同步整流MOS管SR1的漏极电压低于Vth_on，比较器1输出高电平使得RS触发器1输出端Q置位成高电平，同步整流管S1的驱动信号vgs_SR1由低电平翻转为高电平。当积分电路401的输出信号viSR减小过零时，比较器2输出高电平使得RS触发器1输出端Q复位成低电平，同步整流MOS管S1的驱动信号vgs_SR1由低电平翻转为高电平。
所述同步整流MOS管SR2的驱动生成电路4022，包括：比较器3、比较器4，RS触发器2，驱动电路2。其中比较器3的正输入端接负电压源Vth_on，比较器3负输入端接同步整流MOS管SR2的漏极；积分电路401的运算放大器OP的输出端接比较器4的正输入端，比较器4的负输入端接二次侧地GND-S；比较器3的输出端接RS触发器2的SET端；RS触发器2的RESET端接比较器4的输出；RS触发器2的输出端Q接驱动电路2的输入端；驱动电路2的输出接同步整流MOS管SR2的门极。
同步整流MOS管SR2的驱动生成电路4022的具体工作过程如下：当同步整流MOS管SR2的漏极电压低于Vth_on，比较器3输出高电平使RS触发器2输出端Q置位成高电平，同步整流管SR2的驱动信号vgs_SR2由低电平翻转为高电平。当积分器401的输出信号viSR增大过零时，比较器4输出高电平使得RS触发器2输出端Q复位成低电平，同步整流MOS管SR2的驱动信号vgs_SR2由高电平翻转为低电平。
图7示出为本发明的基于二次电流模拟的LLC同步整流方案第三具体实施例。具体而言，本实施例示出了积分电路401另一种更简单的实施方式。其中，谐振电感Lr辅助绕组Laux异名端接二次侧地GND-S，同名端接变压器T1辅助绕组Waux的同名端，变压器T1辅助绕组Waux异名端作为合成电压源400的输出端输出信号v1。积分电路401包括电阻Ra1和电容Ca1。电阻Ra1一端接变压器辅助绕组Waux异名端，电阻Ra1另一端接电容Ca1的一端并输出信号viSR，电容C1另一端接二次侧地GND-S。
积分电路401的合成电压源400的输出信号v1时域表示如下：
设计参数满足Ra1>>1/(2πfsC1)，则电容Ca1的输出电压viSR与iSR时域关系可以简化如下；
其中K＝Lr/(Ra1Ca1nLrnT)是积分电路401输出信号viSR与同步整流电流iSR的比例系数。此关系与式(10)相同，因此可以通过检测viSR代替iSR，来产生同步整流管SR1和SR2的驱动信号，且此信号不受寄生电感的影响。
进一步，可采用图6所示的本发明第二具体实施例中的同步整流驱动电路402的实施方式代替图7所示的本发明第三具体实施例中的同步整流驱动电路402，构成新的实施例，这里不再详述。
进一步，图5所示的本发明第一具体实施例和图6所示的本发明第二具体实施例中所示的合成电压源400的实施方式可以与图7所示的本发明第三具体实施例合成电压源400的实施方式进行相互替换，对应的同步整流驱动电路402的实施方式进行一定调整，从而构成新的实施例，这里不再详述。
本发明的权利要求书主要是用于限定和保护本发明提出的主要内容和思想。对于本发明提出的电路结构，本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。本说明书选取并具体描述的实施例，是为了更好地阐释本发明的原理和实际应用，使得本领域技术人员可以很好地利用本发明并在本发明基础上进行修改使用。本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。上述电路结构及其控制方式的细节在其实际实施过程中可以进行相应的变化，然而其仍然包含在本发明中。
如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之中。
- 上一篇：一种医用注射器针头装配设备
- 下一篇：一种电源变换模块的均压装置以及一种电源变换系统