具体实施方式

现在将参考附图详细描述本发明的具体实施例。在本发明的实施例的以下详细描述中，阐述了许多具体细节以提供对本发明的更透彻的理解。然而，对于本领域的普通技术人员来说显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践本发明。在其他情况下，未详细描述众所周知的特征以避免不必要地使描述复杂化。

图9中示出了具有高达10V的输出电压Vout的现有技术DC/DC升压转换器900。DC/DC升压转换器900在集成电路(IC)芯片901上实现，该芯片901可以耦合到电感器L的第一端子，其中输入电压Vin耦合到电感器L的第二端子。DC/DC升压转换器900还耦合到输出电压Vout和可以是地平面的下轨。自举电容器C1设置在芯片上，并且在所示的实施例中，用于制造IC芯片901的技术只能处理5V的自举电容器C1两端的电压。因为自举电容器C1的第一端子耦合到可以具有高达10V的值的输出电压Vout，所以钳位电压Vclamp可以耦合到自举电容器C1的第二端子，以限制自举电容器C1两端的电压。因此，在输出电压Vout为10V的情况下，钳位电压Vclamp为5V。

DC/DC升压转换器900包含在输出电压Vout和下轨之间与低侧NMOS功率晶体管Mls串联耦合的高侧NMOS功率晶体管Mhs。开关节点SW位于高侧NMOS功率晶体管Mhs和低侧NMOS功率晶体管Mls之间，并且可以耦合到电感器L以接收输入电压Vin。低侧NMOS功率晶体管Mls的控制通常比高侧NMOS功率晶体管Mhs的控制容易，并且被简单地示为驱动器电路920，其耦合到电压Vdd和下轨并且接收激活信号ACTls。

高侧NMOS功率晶体管Mhs的驱动器电路包括自举电容器Cl和5个开关902-910。这些开关以其最通用的形式显示，因为开关的确切实施方式与本说明书无关。自举电容器C1的第一端子耦合到开关902，其操作以将该端子耦合到输出电压Vout。第一端子还耦合到开关904，其操作以将第一端子耦合到高侧NMOS功率晶体管Mhs的栅极。高侧NMOS功率晶体管Mhs的栅极还耦合到开关906，其操作以将栅极耦合到开关节点SW。自举电容器C1的第二端子耦合到开关908，其操作以将第二端子耦合到输出电压Vout，并且还耦合到开关910，其操作以将第二端子耦合到钳位电压Vclamp。

开关902-910在两个阶段中操作，其中开关在阶段中被耦合为图9所示的闭合。在低侧NMOS功率晶体管Mls导通时发生的第一阶段Φ1中，开关902、906和910闭合而开关904和908断开。自举电容器C1被充电至自举电压Vboot1，该自举电压Vboot1等于输出电压Vout减去钳位电压Vclamp，在一个实施例中为5V。同时，高端NMOS功率晶体管Mhs的栅极通过开关906耦合到开关节点SW。由于功率晶体管的栅极端子和源极端子处于相同电位，因此高侧NMOS功率晶体管Mhs保持在关断状态。

在第二阶段Φ2中，低侧功率晶体管Mls关断，开关902、906和910断开并且开关904和908闭合。自举电容器C1的第二端子现在接收输出电压Vout。在第一阶段Φ1期间累积的电荷与高侧NMOS功率晶体管Mhs的栅极电容器共享，从而产生栅源电压并导通高侧NMOS功率晶体管Mhs。如前所述，集成自举电容器C1可占据IC芯片901上的广大面积并引入降低转换器效率的额外切换损耗。

图1描绘了在IC芯片101上实现并且具有高达10V的输出电压的DC/DC升压转换器100。DC/DC升压转换器100包括高侧NMOS功率晶体管Mhs和低侧NMOS功率晶体管Mls，并且具有位于高侧NMOS功率晶体管Mhs和低侧NMOS功率晶体管Mls之间的开关节点SW，高侧NMOS功率晶体管Mhs和低侧NMOS功率晶体管Mls串联耦合在用于耦合到输出电压Vout的输出引脚P1和用于耦合到下轨的接地引脚P2之间。开关节点SW耦合到输入引脚P3，其在DC/DC升压转换器100的操作期间耦合到电感器L并通过电感器L耦合到输入电压Vin。

高侧NMOS功率晶体管Mhs由栅极驱动器103控制，栅极驱动器103包括第一自举电容器C1、第二自举电容器C2和7个开关102-114；低侧栅极驱动器120耦合在电压Vdd和下轨之间并接收激活低侧信号ACTls。如图9所示的，图1示出了其中开关102-114中的每一个被耦合为闭合的阶段。虽然它们的结构是在芯片的不同层次上，但是第一自举电容器C1和第二自举电容器C2都是片上电容器，如下所说明的。第一自举电容器C1在其可以处理的电压中再次受到限制，并且可以经由钳位引脚P4耦合到钳位电压Vclamp，而第二自举电容器C2可以处理极板两端的全输出电压Vout，并通过接地引脚P2耦合到下轨。可以注意到，图1中示出了3个接地引脚P2。在电源电路中，耦合到大电流引脚的实际引脚数会根据需要和电路的设计而有所不同，这些说明不应被视为限制。在一个实施例中，钳位电压Vclamp是5V。第一自举电容器C1和第二自举电容器C2中的每一个的第一端子耦合到第一节点105。

关于栅极驱动器103的切换电路，第一开关102与第二开关104串联耦合在输出引脚Pl和高侧NMOS功率晶体管Mhs的栅极之间，其中第一节点105位于第一开关102和第二开关104之间。第三开关106耦合在高侧NMOS功率晶体管Mhs的栅极和开关节点SW之间。第四开关108与第五开关110串联耦合在输出引脚P1和钳位电压Vclamp之间，其中第一自举电容器C1的第二端子耦合到第四开关108和第五开关110之间的第二节点107。第六开关112与第七开关114串联耦合在输出引脚P1和下轨之间，下轨在一个实施例中为地平面，其中第二自举电容器C2的第二端子耦合到第六开关112和第七开关114之间的第三节点109。

开关102-114的操作再次发生在两个不同的阶段，其通过参考图2A和图2B进行描述。未激活的晶体管、开关和通路显示为虚线，而激活的晶体管、开关和通路显示为实线。在图2A所示的第一阶段Φ1期间，第一开关102、第三开关106、第五开关110和第七开关114闭合，而第二开关104、第四开关108和第六开关112断开。在第一阶段Φ1期间，第一自举电容器C1耦合在输出引脚P1和钳位引脚P4之间，以将第一自举电容器C1充电至等于(Vout–Vclamp)的第一自举电压Vboot1，第二自举电容器C2耦合在输出引脚P1和下轨之间，以将第二自举电容器C2充电到等于输出电压Vout的第二自举电压Vboot2。当第一自举电容器C1和第二自举电容器C2充电时，第三开关106将高侧NMOS功率晶体管Mhs的栅极耦合到开关节点SW。闭合第三开关106确保高侧NMOS功率晶体管Mhs的栅极端子和源极端子处于相同电位并且高侧NMOS功率晶体管Mhs处于关断状态。

然后在图2B所示的第二阶段Φ2中，第二开关104、第四开关108和第六开关112闭合，而第一开关102、第三开关106、第五开关110和第七开关114断开。在第二阶段Φ2期间，低侧NMOS功率晶体管Mls关断。电流继续流过电感器L并开始对开关节点SW充电，该开关节点现在与高侧NMOS功率晶体管Mhs的栅极解耦。同时，将第一自举电容器C1的底部极板和第二自举电容器C2的底部极板(即具有较低电压的极板)通过第四开关108和第六开关112分别耦合到输出引脚P1和输出电压Vout，导致电容器顶部极板上的电压相应升高。在第一阶段Φ1期间累积的总电荷与高侧NMOS功率晶体管Mhs的栅极电容器共享，从而产生栅极/源极电压并导通高侧NMOS功率晶体管Mhs。

图3A描绘了随着输出电压Vout的值增加的自举电压Vboot1和Vboot2。随着输出电压Vout增加，施加到自举电容器C1的第二端子的钳位电压Vclamp被调整以确保第一自举电压Vboot1在输出电压Vout的所有值上保持相同。第二自举电容器C2由输出电压Vout和下轨(例如地平面)供电，使得第二启动电压Vboot2与输出电压Vout成正比上升。同时，如图3B所示，高侧漏/源极导通电阻Rds-on,hs与输出电压Vout成反比，并随着输出电压的增加而减小。因此，对于较低的输出电压Vout值，由于较低的栅极/源极电压Vgs，高侧NMOS功率晶体管Mhs的操作降低了切换损耗，而在较高的输出电压Vout值下，由于更高的过驱动降低了漏极/源极导通电阻Rds-on,hs，因此高侧NMOS功率晶体管Mhs的操作降低了导通损耗。

如图所示，DC/DC升压转换器100包括可充电至不同电压的两个独立自举电容器，其中由第一自举电容器C1贡献的第一自举电压Vbootl保持恒定，而第二自举电压Vboot2与输出电压Vout成比例增加。第一自举电容器C1和第二自举电容器C2之间共享的电荷能够降低单个电容器所需的电容。此外，通过使其中一个电压(例如，第二自举电压Vboot2)取决于输出电压Vout的工作点来提高DC/DC升压转换器效率。当在IC芯片101中实现DC/DC升压转换器100时，可以在布局中堆叠第二自举电容器C2以实现显著的面积减小。

图4A描绘了用于DC/DC升压转换器900的高侧电路400A的部件的IC芯片上的相对占据面积。高侧NMOS功率晶体管面积HS-NMOS 402A消耗专用于高侧电路400A的芯片部分的大约一半。在高侧电路400A的剩余一半中，C1电容器面积404A消耗大约三分之二，栅极驱动开关面积HS_GDRV 406A消耗剩余的三分之一。

图4B描绘了用于DC/DC升压转换器100的高侧电路400B的部件的相对占据面积。在所示的实施例中，高侧NMOS功率晶体管面积HS-NMOS 402B已经减少了大约10％。这种面积的减少取决于第一自举电容器C1和第二自举电容器C2之间的电容比，其影响高侧开关的栅极/源极电压在Vout的电压范围内变化的程度，并且会发生变化。片上电容器面积的减小更为显着。C1/C2电容器面积404B小于C1电容器面积404A大小的一半。通过堆叠具有相同电容的两个电容器，电容器消耗的面积可以减半。当高压电容器(例如第二自举电容器C2)堆叠在具有受限电压的现有电容器上时，可以减少更多面积。同样，电容器所用空间的实际减少取决于电容比，如下所述。因为为新开关112、114增加的面积与由于与第二自举电容器C2共享电流引起的第一自举电容器C1的开关尺寸的可能减小相当，所以高侧栅极驱动开关面积HS-GDRV406B的尺寸与现有技术中的尺寸基本相同。

图5描绘了IC芯片500的一部分，堆叠自举电容器C1和C2在该部分上实现并且对应于在图4B的线A-A'处截取的横截面。如图所示，第二自举电容器C2覆盖在第一自举电容器C1上并且具有与第一自举电容器C1相同的面积。虽然在所描述的实施例中不需要具有相同的面积，但是制造具有相同面积的第一自举电容器C1和第二自举电容器C2提供了最小的面积使用。IC芯片500的外延层502包含厚的氧化物层504、在IC芯片500的衬底中形成第一电容器C1的下极板506的掺杂阱和用于下极板506的接触区域508。氧化物层覆盖下极板506并形成用于第一电容器C1的电容器电介质510。在一个实施例中，在形成用于IC芯片500上的逻辑晶体管的栅极氧化物的同时形成电容器电介质510。多晶硅层形成第一电容器C1的上极板512。

电介质层514将上极板512与下金属布线堆叠518分离，而通孔516在下金属布线堆叠518与接触区域508和上极板512两者都之间形成连接部。电介质层520将下金属布线堆叠518与第二电容器C2分离，第二电容器C2由被C2电介质层526分离的下极板522和上极板524组成。上金属布线堆叠530通过相应的通孔532耦合到上极板524和下极板522两者。第一电容器C1和第二电容器C2之间的重叠区域由箭头534示出。箭头534还描绘了第二电容器C2的上极板524和下极板522之间的重叠，以及第一电容器C1的上极板512和下极板506之间的重叠。

现在将展示面积减少的数学运算。图9的自举电容器C1的实施以类似于图5的第一电容器C1的方式制造，在图5中，第一极板是重掺杂的多晶硅层，其通过栅极氧化物层与在晶片的衬底中形成的第二极板分离。对于这样的单个5V自举电容器实施方式，5V栅极氧化物电容器C1中的总电荷表示为：

Q1＝5V·C1 等式1

其中Q是电荷，C是电容。

由自举电容器C1和高侧NMOS功率晶体管Mhs的栅极之间的电荷重新分配产生的栅源电压Vgs由下式表示：

其中Cgg是高侧NMOS功率晶体管Mhs的有效栅极电容。重新排列该等式以确定自举电容可得：

接下来看所描述的堆叠自举电容器实施方式，5V栅极氧化物电容器和充电至10V的高压电容器中的总电荷表示为：

Q1，2＝5V·C1+10V·C2 等式4

由第一自举电容器C1、第二自举电容器C2和高侧NMOS功率晶体管Mhs的栅极之间的电荷重新分配产生的高侧NMOS功率晶体管的栅源电压Vgs为：

假设高压电容器的电容是5V栅极氧化物电容器电容的1/r，则得出以下结果：

求解针对自举电容的等式得出：

比较使用单个电容器的情况下的5V栅极氧化物自举电容值与建议的堆叠电容器实施得出：

由于第二自举电容器C2堆叠在第一自举电容器C1的顶部，因此5V栅极氧化物电容器C1的减小直接转化为面积减小。

图6描绘了图形600，其中Y轴线提供了使用单个自举电容器时的电容器面积与使用堆叠自举电容器时的电容器面积的比，并且X轴线描绘了电容比r。可以看出，随着电容比变大，面积减少变小。图1的实施例沿曲线在点602处实施，其中绘制在X轴线上的电容比为3，绘制在Y轴线上的面积减少为2.444倍。

图7描绘了比较由曲线702示出的单个电容器实施例的总体升压转换器效率和由曲线704示出的图1的堆叠电容器实施方式的总体升压转换器效率的图形700。自举电容器的效率损失包括需要在每个切换周期补充的高侧栅极电荷，以及与动态移动的高压节点相关的电容器隔离井。所提出的电容器堆叠实施方式减少了电容器隔离井。估计的效率曲线显示，在以切换损耗为主的轻负载区域中，大约有4％的改进。

图8描绘了根据说明书的实施例的操作DC/DC升压转换器的方法800的流程图。方法800开始于在IC芯片上提供(805)DC/DC升压转换器，其中DC/DC升压转换器具有堆叠的自举电容器。该方法继续耦合(810)IC芯片的输出引脚以提供输出电压，使得输出电压在第一阶段期间耦合到堆叠自举电容器的相应第一端子并在第二阶段期间耦合到堆叠自举电容器的相应第二端子。进一步的元素包括将IC芯片的接地引脚耦合(815)到地平面；将IC芯片的输入引脚耦合(820)到电感器和输入电压；并且将IC芯片的钳位引脚耦合(825)到钳位电压。

申请人已经描述了一种具有高侧NMOS功率晶体管和堆叠自举电容器实施方式的DC/DC升压转换器，其可以展示以下优点中的一个或多个：减少高侧开关的芯片面积，减少堆叠电容器的芯片面积、较少切换损耗和动态导通电阻，优点中后两者归因于第二自举电容器的动态自举电压。申请人还描述了一种操作DC/DC升压转换器的方法。

尽管已经示出并详细描述了各种实施例，但权利要求不限于任何特定实施例或示例。以上详细描述均不应被理解为暗示任何特定部件、元件、步骤、动作或功能是必不可少的以致其必须包括在权利要求的范围内。除非明确说明，否则单数形式的元素并不旨在表示“一个且仅一个”，而是“一个或更多个”。本领域普通技术人员已知的与上述实施例的元素的所有结构和功能等效物都通过引用明确地并入本文并且旨在被本权利要求所涵盖。因此，本领域技术人员将认识到，在所附权利要求书的精神和范围内，可以通过各种修改和改变来实践本文描述的示例性实施例。