具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

应当理解，当在本说明书和所附权利要求书中使用时，术语“包括”和“包含”指示所描述特征、整体、步骤、操作、元素和/或组件的存在，但并不排除一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元素、组件和/或其集合的存在或添加。

还应当理解，在本发明说明书中所使用的术语仅仅是出于描述特定实施例的目的而并不意在限制本发明。如在本发明说明书和所附权利要求书中所使用的那样，除非上下文清楚地指明其它情况，否则单数形式的“一”、“一个”及“该”意在包括复数形式。

还应当进一步理解，在本发明说明书和所附权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。

请参阅图1至图10，如图所示，一种基于集成波束成形网络的宽带单站共水平极化全双工天线，包括同时收发天线20及波束成形网络电路10。所述波束成形网络电路10包括功率分配器11、90°混合耦合器12、第一反向混合耦合器13及第二反向混合耦合器14；所述功率分配器11连接信号输入端口、所述第一反向混合耦合器13及所述第二反向混合耦合器14，用于将所述信号输入端TX输入的发射信号分配至所述第一反向混合耦合器13及所述第二反向混合耦合器14；所述90°混合耦合器12连接信号输出端、所述第一反向混合耦合器13及所述第二反向混合耦合器14，用于接收来自所述第一反向混合耦合器13及所述第二反向混合耦合器14的接收信号并经所述信号输出端进行输出。

本实施提供的基于集成波束成形网络的宽带单站共水平极化全双工天线即为一种同时收发(simultaneous transmit and receive，STAR)天线，第一反向混合耦合器13及第二反向混合耦合器14均为180°混合耦合器。其具体信号传输方式如图1所示，图1中深色细线即表示发射信号对应的信号传输流，浅色细线即表示接收信号对应的信号传输流，在发射模式下，上述天线的四个天线端口以等幅等相的方式激励。在接收模式下，STAR天线的四个天线端口以相等的振幅和90°相位旋转的方式激励(即0°、-90°、-180°和-270°)，由于发射和接收模式的模态正交性，因此可以实现无限的发射/接收隔离，也即是实现发射和接收端口之间的高隔离。

所述同时收发天线20包括第一天线单元21、第二天线单元22、第三天线单元23及第四天线单元24；所述第一反向混合耦合器13同时与所述第一天线单元21及所述第三天线单元23相连接，用于同时接收和发射所述第一天线单元21及所述第三天线单元23的信号；所述第二反向混合耦合器14同时与所述第二天线单元22及所述第四天线单元24相连接，用于同时接收和发射所述第二天线单元22及所述第四天线单元24的信号。

更具体的，所述第一天线单元21、所述第二天线单元22、所述第三天线单元23及所述第四天线单元24均设置于天线衬底25上，且所述第一天线单元21与所述第三天线单元23呈中心对称排布、所述第二天线单元22与所述第四天线单元24呈中心对称排布。

在更具体的实施例中，所述第一天线单元21、所述第二天线单元22、所述第三天线单元23及所述第四天线单元24均由印刷偶极子211、第一寄生带212及第二寄生带213组成，所述第一寄生带212及所述第二寄生带213分别设置于所述印刷偶极子211的侧方且不与所述印刷偶极子211相连接。具体的，所述天线衬底25的底层设有圆形地板251；所述印刷偶极子211与所述第一寄生带212共圆设置且均环绕于所述圆形地板251的外侧；所述第二寄生带213环绕于所述印刷偶极子211外侧进行设置；具体的，所述天线衬底25为圆形衬底，所述印刷偶极子211、所述第一寄生带212及所述第二寄生带213均为弧形；每一所述印刷偶极子211的一个臂均通过平行线26与所述天线衬底25的顶层中对应的一条微带线27相连接、其另一个臂均印制在所述天线衬底25的底层并通过平行带线28与所述圆形地板251相连接。

如图5及图6所示，在具体实施过程中，上述同时收发天线20可由四个弧型印刷偶极子211、四条弧型第一寄生带212、四条弧型第二寄生带213和一个圆形地板251组成，这四个印刷偶极子211形成一个圆形天线阵，印刷在圆形天线衬底25的两面。四个弧型印刷偶极子211的尺寸均相等，四条弧型第一寄生带212的尺寸均相等，四条弧型第二寄生带213的尺寸均相等。

具体的，如图2及图3所示，同时收发天线20由第一天线单元21、第二天线单元22、第三天线单元23及第四天线单元24组成，每一天线单元均由印刷偶极子211、第一寄生带212及第二寄生带213组成。天线衬底25由底层及顶层组成，图2为顶层结构图，图3为底层结构图，图2及图3中深色区域均为正面可见的结构，浅色区域均为背面结构(正面不可见)，则印刷偶极子211的一个臂、第一寄生带212及第二寄生带213均设置在天线衬底25的顶层，印刷偶极子211的另一个臂及圆形地板251设置在天线衬底25的底层，也即是每一印刷偶极子211均包含两个臂，则设置在天线衬底25的底层的一个臂与设置在天线衬底25的顶层对应的另一个臂进行组合作为一个印刷偶极子211。于此同时，天线衬底25的底层还设有四个贯穿圆形地板251的接头252，四个接头252分别与对应的一个天线单元的一条微带线27相连接，其中，接头252可以是SMA接头。

对于STAR天线的水平极化全向辐射图的生成，圆形地板251的半径R_g是非常关键的，无论STAR天线工作在发射或接收模式，R_g越小通常全向辐射越好(方位面增益波动越小)。如图2至图4所示，本实施中选择天线衬底25的尺寸为π×40²mm²，也即是R_s＝40mm，采用四个宽度为w_c的平行线26作为平衡-不平衡(巴伦)结构来馈电和匹配印刷偶极子211。每个印刷偶极子211的一个臂连接到顶层的微带线27，微带线的阻值为50Ω，另一个臂印制在底层并通过平行带线28连接到圆形地板251。考虑到实际制作中需要预留足够的空间在圆形地板251上安装四个接头252，我们在设计中选择了R_g的尺寸为R_s的1/3-3/4，在本实施例中选择R_g＝20mm，也即是选择R_g的尺寸为R_s的1/2。在本实施例中选择Rogers 4350B衬底作为天线衬底25，天线衬底25厚度h_s为0.76mm，相对介电常数ε_r为3.66，损耗正切为0.0037，选择SMA连接器作为接头252。在本实施中，图2至图4中其他尺寸参数依次为：l₁＝11.6mm,l₂＝12.2mm,l₃＝16mm,l_f＝7mm,w₁＝3mm,w₂＝1mm,w₃＝2mm,w_c＝0.8mm,w_f＝1.65mm,R₁＝R₂＝R₃＝25mm。

当上述STAR天线工作在发射模式时，由四条第一寄生带212和四个弧型印刷偶极子211组成环形天线。第一寄生带212与印刷偶极子211设置于天线衬底25顶层的一个臂之间的间隙以及与设置与天线衬底25底层的另一个臂之间的间隙均有周期性负载电容的作用，其补偿了电流的相位滞后，使得环路上的电流分布同相且均匀。从电流分布的角度对上述STAR天线的全向辐射机理进行分析，天线在5.3GHz发射模式下电流环的周长约为4.2λg(λg为5.3GHz的导波波长)，沿环路的电流仍是顺时针同步流动，且近似均匀。因此，在发射模式下可以实现水平面全向辐射的方向图，这也遵循了传统水平极化的全向天线的设计策略。当天线工作在接收模式下时，其在5.3GHz时的电流的回路上有两个电流零点，因此方位平面上的辐射图会产生两个凹陷。然而，由于接收模式的90°线性相位递增，在方位角平面上也可以实现水平极化的全向辐射模式，其行为类似于经典的绕杆式天线(Turnstileantenna)。第一寄生带212的宽度(w₂＝1mm)、第二寄生带213的宽度(w₃＝2mm)均与印刷偶极子211的宽度(w₁＝3mm)不相等，这是为了平衡在发射和接收模式下对天线性能的影响。

为了实现单站同时收发的功能，本实施例提出的STAR天线需具有近似的阻抗带宽和在发射和接收模式下良好的全向辐射能力，为了获得更好的全向辐射，我们设计了第一寄生带212及第二寄生带213，以改善阻抗带宽和减小水平面全向辐射的增益波动。我们采用了有源反射系数对本实施中的STAR天线进行研究，有源反射系数的表达式可采用公式(1)进行表示：

式中，S_nn和S_nm为四端口STAR天线的无源S参数，a_m和a_n为第m个天线端口和第n天线端口处受激信号的幅值和相位。由于STAR天线是旋转对称的，因此只需计算出第1个天线端口(有源S₁₁，n＝1，m＝2、3或4)的有源反射系数S_nn,active。

所得到的计算结果如图11所示。示例1为仅激发四个印刷偶极子211的情形，发射模式(TX模式)和接收模式(RX模式)分别产生5.1GHz和5.25GHz的共振，导致TX/RX重叠的阻抗带宽(IMBW)(有源S₁₁≤-10dB)为4.79-5.66GHz(带宽0.87GHz,占比16.65％)。示例2为激发四个印刷偶极子211及第二寄生带213的情形，TX和RX模式的谐振转移到5.5GHz左右的高频，重叠的阻抗带宽(IMBW)约为4.91-5.95GHz(带宽1.04GHz,占比19.15％)。示例3为激发四个印刷偶极子211及第一寄生带212的情形，,TX和RX模式的谐振分别移到4.69GHz和5GHz，重叠IMBW为4.61-5.42GHz(带宽0.81GHz,占比16.15％)。示例4即为同时激发四个印刷偶极子211、第一寄生带212及第二寄生带213的情形，TX和RX模式都产生了约5GHz和5.7GHz的两个明显共振，导致TX/RX在4.56～6GHz之间的重叠IMBW的占比达到27.27％。可以看出，对于TX或RX模式，本实施例中STAR天线的谐振是示例2与示例3的结合。

对上述四组示例TX/RX模式下重叠的IMBW在4.5-6GHz范围内的增益波动进行分析，分析结果如图12所示，利用方位角平面(x-y平面)上的增益波动来表示天线的全向性。对于示例1，TX模式下的增益波动为4.2-5.97dB，RX模式的增益波动为0.78-5.45dB。对于示例2，引入第二寄生带213后，TX的增益波动减小到0.62-4.11dB，RX的增益波动减小到2.48-6.54dB。对于示例3，当只引入第一寄生带212时，TX的增益波动随频率的增加而增加，范围为3.85-8.36dB，RX的增益波动范围为3-4.52dB。在本实施例中，同时引入第一寄生带212及第二寄生带213后，TX和RX的增益波动分别减小到0.79-3.19dB和2.35-3.5dB。因此，可以看出，本实施例的天线在TX和RX模式下的微小增益波动是由第一寄生带212及第二寄生带213共同影响所产生的。

我们先在ADS仿真软件里搭建了一个由四个理想电路元件(一个功率分配器,一个90°混合耦合器,和两个180°混合耦合器)构成的理想的波束成形网络电路，然后再将本实施例的STAR天线计算得到的S参数结果导入进行灵敏度分析，并对180°混合耦合器进行了灵敏度分析(将180°混合耦合器两个输出端口的相位和幅值不平衡设置为两个变量。其在整个频段相位不平衡从0°变化到2°，幅值不平衡从0到0.3dB)，所得分析结果如图13所示，从图中可以看出，在4.5–6GHz频段，收发隔离度最差的情况大于40dB。为了便于比较，图13也展示了理想波束成形网络电路(无不平衡)的收发隔离度，其在整个频带内超过96dB。

在更具体的实施例中，所述功率分配器11的输入端(附图中所示TX端口)连接所述信号输入端口、其第一输出端与所述第一反向混合耦合器13的输入端相连接、其第二输出端与所述第二反向混合耦合器14的输入端相连接；所述90°混合耦合器12的第一输出端(附图中所示RX端口)连接所述信号输出端、其第一输入端与所述第一反向混合耦合器13的输出端相连接、其第二输入端与所述第二反向混合耦合器14的输出端相连接。

在更具体的实施例中，所述第一反向混合耦合器13的第一天线端口P₁与所述第一天线单元21的印刷偶极子211对应的一条微带线27相连接、其第二天线端口P₃与所述第三天线单元23的印刷偶极子211对应的一条微带线27相连接；所述第二反向混合耦合器14的第一天线端口P₂与所述第二天线单元22的印刷偶极子211对应的一条微带线27相连接、其第二天线端口P₄与所述第四天线单元24的印刷偶极子211对应的一条微带线27相连接。其中，所述90°混合耦合器12的第二输出端通过端接一个50欧姆负载R_load接地。

在更具体的实施例中，所述波束成形网络电路10的微带线网络设置于电路衬底15的底层，所述第一反向混合耦合器13的第一天线端口P₁、第二天线端口P₃以及所述第二反向混合耦合器14的第一天线端口P₂、第二天线端口P₄均设置于所述电路衬底15的顶层；所述电路衬底15的顶层与所述天线衬底25的底层相对设置。其中，所述第一反向混合耦合器13的第一天线端口P₁通过同轴电缆16连接所述第一天线单元21对应的一条微带线27、其第二天线端口P₃通过同轴电缆16连接所述第三天线单元23对应的一条微带线27；所述第二反向混合耦合器14的第一天线端口P₂通过同轴电缆16连接所述第二天线单元22对应的一条微带线27、其第二天线端口P₄通过同轴电缆16连接所述第四天线单元24对应的一条微带线27。通过同轴电缆16分别将四个端口P₁、P₂、P₃、P₄与四个天线单元对应的微带线进行连接，从而完成整个系统的搭建和组装。

本实施例中的第一反向混合耦合器13及第二反向混合耦合器14均为两段式180°环形混合(rat-race)耦合器，具体结构如图7及图9所示，其主要由三条垂直微带线和四条水平微带线组成(λg为5.5GHz波导波长)，其中，三条垂直微带线的长度L_z1＝λ_g/2，四条水平微带线的长度L_z2＝L_z4＝λ_g/2，这些微带线的特征阻抗分别为Z₀＝50Ω，Z₁＝60Ω，Z₂＝75.7Ω，Z₃＝35.1Ω，Z₄＝53.7Ω，Z₅＝Z₆＝69.4Ω。在图9中，r₁端口的输入信号被等分为r₂和r₄端口的两个输出信号，相位差为180°，r₃端口被隔离。

对图9中r₁、r₂、r₃、及r₄四个端口的反射系数进行分析，所得分析结果如图14、图15及图16所示，图14中所示即端口在4.5～6.5GHz范围内的反射系数均小于-15dB。图14中所示S_r1-r3即为在4.69-6.6GHz频带内，r₁和r₃端口之间的仿真端口隔离处于-50至-30dB之间，两个输出端口在4～6.83GHz处的幅度不平衡(S_r1-r2和S_r1-r4的差值)小于0.3dB。图15所示两个输出端口在4.61～6.5GHz处的180°相位不平衡(S_r1-r2和S_r1-r4相位的差值)小于2°。所有结果表明，所提出的180°混合耦合器具有良好的使用效果，并且是波束成形网络电路设计的良好选择。

利用所提出的180°混合耦合器，设计了包含两个以上180°混合耦合器、一个90°混合耦合器和一个威尔金森功率分配器的波束成形网络电路，具体结构如图10所示。该波束成形网络电路是一个六端口(端口TX、RX、P₁、P₂、P₃及P₄)网络，两个端口用于TX和RX，四个端口用于馈电四端口STAR天线，当TX端口激励时，TX信号被分成4个等幅等相(TX模式)的端口信号(端口P₁、P₂、P₃及P₄分别传输的信号)。当RX端口激励时，四个端口的信号具有等幅和相位依次相差90°(RX模式)。该波束成形网络电路的微带线网络设置于电路衬底15上，电路衬底可以是Rogers 4350B衬底，其厚度为0.76mm，相对介电常数为3.66，损耗正切为0.0037。图9及图10中的尺寸参数依次为：L_H1＝7.72mm,L_H2＝6.38mm,L_Z2＝L_Z4＝6.7mm,L_Z3＝16.25mm,L_Z5＝L_Z6＝7.2mm,L_P1＝5.05mm,L_P2＝1mm,W₀＝1.65mm,W_H1＝1.65mm,W_H2＝2.6mm,W_Z1＝1.2mm,W_Z2＝0.75mm,W_Z3＝1.45mm,W_Z4＝0.9mm,W_Z5＝2.8mm,W_P2＝1.08mm。

对基于上述尺寸制作得到的波束成形网络电路进行实际测试，所得到的实测结果如图17、图18、图19及图20所示。从频率4.64GHz到6.33GHz对本实施例中的波束成形网络电路进行反射系数测试，所得结果如图17所示，图17中实测的六组反射系数(S11为端口P₁至端口P₁，以此类推)均小于-10dB。RX模式下进行相位差测试的测试结果如图18所示，端口P₁和端口P₃的相位不平衡在频段4.64～6.5GHz控制在2°以内，端口P₂和端口P₄的相位不平衡在频段4.71～6.6GHz也控制在2°以内。RX端口分别与端口P₁、端口P₂、端口P₃、端口P₄之间对应的传输系数如图19所示，在4.56-6.35GHz范围内最大振幅不平衡为2dB。TX模式下四个端口测得的相位不平衡在4.7～6.56GHz范围内为2°，幅度不平衡在4.2～7GHz范围内为0.2dB，为简洁起见图18和图19中没有展示。波束成形网络的测试收发端口隔离如图20所示，图20中曲线从4.78到6.48GHz的端口隔离均小于-40dB，这表明如果实际的STAR天线是对称的、良好的匹配、并与该波束成形网络完美连接，则可以在带宽4.78-6.48GHz内达到40dB的收发隔离度。

进行仿真以及对本实施例的STAR天线进行实际测试的TX和RX端口的反射系数如图21所示。TX端口测得的阻抗带宽(反射系数≤-10dB)为4.41-6.2GHz,RX端口测得的阻抗带宽为4.71-6.29GHz,因此TX/RX实测的重叠阻抗带宽为4.71-6.2GHz(1.49GHz,27.3％)。仿真和测试的收发隔离度如图22所示。由图中可以看出，仿真的收发隔离度带宽与实测的收发隔离度带宽在30dB以上具有良好的一致性，分别为4.41-6.67GHz(2.26GHz,40.8％)和4.5-6.77GHz(2.27GHz,40.3％)。仿真结果从4.86到6.43GHz(1.57GHz,27.8％)隔离度在40dB以上，在5.81GHz峰值为57.1dB。在实际测试中，40dB的收发隔离度带宽约为4.81-5.88GHz(1.07GHz,20％)，在5.16GHz时峰值为63.5dB，在实际测试过程中可能存在外界环境干扰的因素。由于40-dB收发隔离度带宽在-10dB重叠阻抗带宽范围内，因此，本文提出的STAR天线实测工作频带为4.81-5.88GHz(1.07GHz,20％)，足以覆盖5GHz WLAN频段(5.15-5.85GHz)。

利用球面近场系统(Satimo SG24)测试了本实施例中STAR天线的辐射方向图和增益。当TX端口被测试时，RX端口端接50-Ω负载，反之亦然。图23所示STAR天线在TX模式下在频率为4.8GHz、5.3GHz和5.8GHz时仿真和测试的二维辐射方向图，图23(a)为方位面(x-y)在上述三个工作频率下的二维辐射方向图，图23(b)为俯仰面(x-z)在上述三个工作频率下的二维辐射方向图。从图23中可以看出，该天线的TX模式在整个工作频带内表现出良好的类似电小环形天线辐射特性，其在俯仰面具有两个轴向零深，在方位面具有水平极化全向辐射模式。在4.8GHz、5.3GHz和5.8GHz频点，方位面仿真的增益波动小于2.9dB、2.1dB和2.2dB，而实测值分别小于3.9dB、3.1dB和3.1dB。

图24所示方位面(x-y)和俯仰面(x-z)分别为4.8GHz、5.3GHz和5.8GHz时STAR天线在RX模式下的仿真和测试的二维辐射方向图，图24(a)为方位面(x-y)在三个工作频率下的二维辐射方向图，图23(b)为俯仰面(x-z)在三个工作频率下的二维辐射方向图。从图24(a)可以看出，其在方位角面上有良好的水平极化的全向辐射，在4.8GHz、5.3GHz和5.8GHz频点，仿真增益波动小于3.4dB、2dB和2.5dB，实测值分别小于2.8dB、3.7dB和4.7dB。

本方案实施例的STAR天线在方位面上的仿真和测试的天线增益如图25所示。在4.81-5.88GHz的工作频段上，TX的实测增益约为-1.07-1.84dBi,RX的实测增益约为0.31-1.68dBi。在工作频段，整个STAR天线子系统TX和RX的平均测试总效率分别约为72％和67％。

在本发明实施例所提供的基于集成波束成形网络的宽带单站共水平极化全双工天线，包括同时收发天线及波束成形网络电路；波束成形网络电路包括功率分配器、90°混合耦合器、第一反向混合耦合器及第二反向混合耦合器，同时收发天线包括第一天线单元、第二天线单元、第三天线单元及第四天线单元，功率分配器连接信号输入端口、第一反向混合耦合器及第二反向混合耦合器，90°混合耦合器连接信号输出端、第一反向混合耦合器及第二反向混合耦合器，第一天线单元及第三天线单元均与第一反向混合耦合器相连接，第二天线单元及第四天线单元均与第二反向混合耦合器相连。上述的宽带单站共水平极化全双工天线，不仅能够实现发射和接收端口之间的高隔离，还能够实现全向覆盖、提高阻抗带宽并减小水平面增益波动，大幅提高了通讯质量。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。