具体实施方式

本发明的原理基于在低电压输入时(满足Vin<nVo),位于初级侧的功率开关管的漏极和源极之间的电压可以自然谐振到0V，因而可以实现零电压开通(ZVS)。而在高压输入时，功率开关管的漏极和源极之间的电压不可以自然谐振到0V，不能实现零电压开通(ZVS)，需要一个初始的负向电流来促使功率开关管的漏极和源极之间的电压谐振到0V，因此，高压输入时需要位于次级侧的整流开关管的负向电流来帮助实现功率开关管的零电压开通(ZVS)。在低电压输入时，由于没有初始负向电流，功率开关管的漏极和源极之间的电压自然谐振到0V的时间为原边电感与原边寄生电容谐振周期的一半，相比于有初始负向电流的情况所需的时间更长，因而在整流开关管关闭后导通功率开关管所需的延迟也更长。

进一步地，大负载电流工作时，同步整流效率更高，因而大负载电流工作时整流开关管应该导通更长的时间，适合互补驱动工作；而轻载工作时整流开关管导通的时间更短，为了轻载能够实现降频，需要减小整流开关管的导通时间而增加功率开关管以及整流开关管的导通时间，适合非互补驱动工作，即整流开关管在功率开关管导通前导通一段时间。为了实现平稳过渡，可以跟据负载大小来调节功率开关管关断后到同步整流开关管开通间的延迟时间；如此驱动模式将自然过渡到所述非互补驱动工作模式。

再进一步地，根据负载大小设定的延迟时间结束后，整流开关管两端的电压很大可能为一非零的电压，可以选择性地在设定的延迟时间结束后并在整流开关管的电压波谷出现时导通整流开关管以减小开通损耗。

第一实施例：

请参照图4，图4为本发明第一实施例中反激变换器的结构示意图，反激变换器用于将输入电压Vin转换成输出电压V0，其包括变压器T1、功率开关管Qp、整流开关管Qs、钳位电路14、输出电容Co以及控制装置10。

变压器T1具有初级侧绕组Np和次级侧绕组Ns，功率开关管Qp与变压器的初级侧绕组Np连接，整流开关管Qs具有第一端和第二端，其中，第一端与变压器T1的次级侧绕组Ns连接，第二端与输出电容Co的一端连接。在本实施例中，整流开关管Qs为同步整流管Qs。

请参考图4、图5，控制装置10包含一初级侧控制器11、一次级控制器12以及一信号隔离电路13，其中，初级侧控制器11用于检测该反激变换器的输入电压Vin、输出电压V0的反馈电压VFB、功率开关管Qp的峰值电流Vcs以及功率开关管Qp的漏源极电压Vds_p，并根据检测结果输出第一控制信号Vgs_p控制功率开关管Qp的通断以及输出第二控制信号Gs经信号隔离电路后给到次级控制器12，次级控制器12根据信号隔离电路传输的第二控制信号Gs以及检测到的能反映负载大小的电压信号V_Io来输出第三控制信号Vgs_s控制整流开关管Qs的开通和关断。

其中，第二控制信号Gs由两个脉冲信号组成，两个脉冲信号分别为第一脉冲信号以及第二脉冲信号，第一脉冲信号以及第二脉冲信号间的时间间隔由第一延迟时间Td以及功率开关管Qp的ZVS实现情况调节。第一脉冲信号在第一控制信号Vgs_p之后产生，当次级控制器12接收到第一脉冲信号的上升沿时开始计时，第一延迟时间Td结束后输出第三控制信号Vgs_s开通整流开关管Qs，而当次级控制器12接收到第二脉冲信号后将第三控制信号Vgs_s由高电平转为低电平，控制整流开关管Qs关断。

次级控制器12包含负载检测电路，次级控制器12通过负载检测电路检测负载大小，并根据负载大小控制第一延迟时间Td的长短。具体地：次级控制器12通过负载检测电路检测根据负载电流生成的电压信号V_Io来检测负载大小，且次级控制器12将检测到的电压信号V_Io与第一阈值比较；当电压信号V_Io大于或等于第一阈值时，生成大负载电流工作的判断结果，并根据判断结果与电压信号V_Io的大小来控制第一延迟时间Td的长短；当电压信号V_Io小于或等于第一阈值时，生成小负载电流工作的判断结果，并根据判断结果与电压信号V_Io的大小来控制第一延迟时间Td的长短。其中，第一阈值小于等于满载工作时的电压信号V_Io。

在本实施例中，通过检测根据负载电流生成的电压信号V_Io来实现反激变换器的负载大小的检测。在其它实施例中，可通过检测流过功率开关管Qp的电流、流过整流单元Qs的电流、输出端的输出电压或输出功率来实现反激变换器的负载大小的检测。

初级侧控制器包含峰值电流检测电路、ZVS检测电路以及输入电压检测电路。

峰值电流检测电路用于检测功率开关管Qp的峰值电流来触发控制功率开关管Qp关断。

ZVS检测电路用于检测反激变换器的功率开关管Qp的ZVS实现情况，在功率开关管Qp关断后经第二延迟时间Ts后检测功率开关管Qp的漏源极电压Vds_p(即功率开关管Qp的漏极和源极的极间电压)，并将检测到的漏源极电压电压Vds_p跟设定的阈值进行比较判断功率开关管Qp的ZVS实现状况，初级侧控制器11根据检测到的功率开关管Qp的ZVS实现情况调节第二控制信号Gs的第一脉冲与第二脉冲之间的时间间隔。

具体地，当检测到的功率开关管Qp的漏源极电压Vds_p低于第二阈值而高于第三阈值时，生成恰好ZVS的判定，所述初级侧控制器11在下个循环中控制第二控制信号Gs的第一脉冲与第二脉冲之间的时间间隔不变；当检测到的功率开关管Qp的漏源极电压Vds_p低于第三阈值时，生成过ZVS的判定，初级侧控制器11在下个循环中控制第二控制信号Gs第一脉冲与第二脉冲之间的时间间隔缩短一点；当检测到的开关管功率的漏源极电压Vds_p高于第二阈值时，生成欠ZVS的判定，初级侧控制器11在下个循环中控制第二控制信号Gs的第一脉冲与第二脉冲之间的时间间隔延长一点。

输入电压检测电路用于检测该反激变换器电路的输入电压Vin，初级侧控制器11将输入电压Vin与第四阈值比较(典型的为nVo)，当输入电压Vin大于或等于第四阈值(Vin≧nVo)时，生成输入电压Vin为高电压的判断结果，第二延迟时间Ts为小于原边励磁电感与原边寄生电容谐振周期的一半的一个设定值；当输入电压Vin小于第四阈值(Vin<nVo)时，生成输入电压Vin为低电压的判断结果，并根据判断结果控制第二延迟时间Ts延长一点，但仍小于原边励磁电感与原边寄生电容谐振周期的一半。

下面对本发明反激变换器的控制方法进行说明，其包含以下步骤：

步骤1：获取根据反激变换器的负载电流而生成的电压信号V_Io；

步骤2：初级侧控制器11输出第一控制信号Vgs_p控制功率开关管Qp导通一端时间后关断，并产生第二控制信号Gs的第一脉冲信号至次级控制器12；

步骤3：次级控制器12接收第一脉冲信号并在收到第一脉冲信号的上升沿时开始计时，在计时达到第一延迟时间Td后输出第三控制信号Vgs_s控制整流开关管Qs开通，其中第一延迟时间Td的长度根据电压信号V_Io的大小进行控制；

步骤4：整流开关管Qs开通一段时间后再输出第二控制信号Gs的第二脉冲信号控制整流开关管Qs关断；

步骤5：在整流开关管Qs关断后经第二延迟时间Ts后再次控制功率开关管Qp导通。

其中，第二控制信号Gs的第一脉冲与第二脉冲之间的时间间隔，根据功率开关管Qp的ZVS实现情况调节。

功率开关管Qp的ZVS实现情况是本周期之前一个或几个周期检测的结果；当检测到的功率开关管Qp的漏源极电压低于第二阈值而高于第三阈值时，生成恰好ZVS的判定，控制装置在下个循环中控制第二控制信号Gs第一脉冲以及第二脉冲之间的时间间隔不变；当检测到的功率开关管Qp的漏源极电压低于第三阈值时，生成过ZVS的判定，控制装置在下个循环中控制第二控制信号Gs第一脉冲以及第二脉冲之间的时间间隔缩短一点；当检测到的功率开关管Qp的漏源极电压高于第二阈值时，生成欠ZVS的判定，控制装置在下个循环中控制第二控制信号Gs第一脉冲以及第二脉冲之间的时间间隔延长一点。

于步骤4中，次级测控制器12接收到第二控制信号Gs的第二脉冲的上升沿后关断整流开关管Qs。

于步骤5中，第二延迟时间Ts优选地为一固定的延长时间。

于步骤5中，第二延迟时间Ts优选地为可变的延长时间，当输入电压Vin大于或等于第四阈值(Vin≧nVo)时，生成输入电压Vin为高电压的判断结果，第二延迟时间Ts为小于原边励磁电感与原边寄生电容谐振周期的一半的一个设定值；当输入电压Vin小于第四阈值(Vin<nVo)时，生成输入电压Vin为低电压的判断结果，并根据判断结果控制第二延迟时间Ts延长一点，但仍小于原边励磁电感与原边寄生电容谐振周期的一半。

更进一步地，整流开关管Qs包括一开关晶体管以及与开关晶体管并联的整流二极管，当反激变换器满载电流比较小时，控制第一延迟时间Td大于整流开关管Qs中的电流从最大值降到零的时间。

再请参照图5，图5为图4的时序图。如图6所示：包含重负载以及轻负载两个工作状态，以下忽略漏感的谐振过程进行说明。

大负载电流工作状态(即重负载工作状态)：

t1时刻，初级侧控制器11产生的第一控制信号Vgs_p控制功率开关管Qp关断，并产生第二控制信号Gs的第一脉冲信号；变压器原边电流IL_p迅速下降到零，变压器副边电流迅IL_s速增加到最大值，次级控制器12接收到第一脉冲的上升沿后经第一延迟时间Td，于t2时刻产生第三控制信号Vgs_s，零电压开通整流开关管Qs；

t3时刻，变压器副边电流IL_s下降到零，由于整流开关管Qs仍然导通，Vo对变压器T1是次级侧绕组Ns进行钳位反向励磁，变压器T1的初级侧绕组Np以及次级侧绕组Ns电压不变，t4时刻，次级控制器12接收到初级侧控制器11产生的第二控制信号Gs的第二脉冲的上升沿，生成第三控制信号Vgs_s的下降沿关断整流开关管Qs；

整流开关管Qs关断结束后经第二延迟时间Ts后(t5时刻)对功率开关管Qp的漏源极电压Vds_p进行检测，并将检测结果跟第二阈值以及第三阈值进行比较来判定功率开关管Qp的ZVS实现情况；t5时刻，同时开通功率开关管Qp。

下个循环，初级侧控制器11将根据检测到的功率开关管Qp的ZVS实现情况来调节第二控制信号Gs第一脉冲以及第二脉冲间的时间间隔ΔT，从而调节整流开关管Qs的导通时间Ton_s1的长短。

大负载电流工作时，尽量减小第一延迟时间Td的长度而让同步整流参与整流的时间更长。

轻负载电流工作状态(即轻负载工作状态)：

t8时刻，初级侧控制器11产生的第一控制信号Vgs_p控制功率开关管Qp关断，并产生第二控制信号Gs的第一脉冲信号；变压器原边电流IL_p迅速下降到零，变压器副边电流IL_s迅速增加到最大值，次级控制器12接收到第一脉冲信号的上升沿后开始计时并在计时达到第一延迟时间Td时产生第三控制信号Vgs_s(t10时刻)，通过第三控制信号Vgs_s开通整流开关管Qs，但延迟结束之前，于t9时刻变压器副边电流IL_s下降到零，整流开关管Qs的漏源极电压Vds_s开始谐振，整流开关管Qs在t10时刻开通为非ZVS开通；

t12时刻，次级控制器12接收到初级侧控制器11产生的第二控制信号Gs的第二脉冲的上升沿，生成第三控制信号Vgs_s的下降沿关断整流开关管Qs；

整流开关管Qs关断结束后经第二延迟时间Ts后(t13时刻)对功率开关管Qp的漏源极电压Vds_p进行检测，并将检测结果跟第二阈值以及第三阈值进行比较来判定功率开关管Qp的ZVS实现情况；t13时刻，同时开通功率开关管Qp；

下个循环，初级侧控制器11将根据检测到的功率开关管Qp的ZVS实现情况来调节第二控制信号Gs第一脉冲以及第二脉冲间的时间间隔ΔT，从而调节整流开关管Qs的导通时间Ton_s2的长短。

小负载电流工作时，尽量增加第一延迟时间Td的长度而让整流开关管Qs工作的时间更短，最后只是为了产生负向励磁电流。

请再参照图6a～图6d，图6a～图6d为几个典型的第一延迟时间Td随电压信号V_Io变化关系图。

图6a所示，电压信号V_Io大于阈值Vref_Io时(即重载时)，第一延迟时间Td随电压信号V_Io减少而保持不变，电压信号V_Io小于阈值时(即轻载时)，当电压信号V_Io减小到一定程度时第一延迟Td时间出现一个跳变增加后再随电压信号V_Io的减小而线性增加；当第一延迟时间Td增加到最大值Td_max时，第一延时时间Td不再增加；

图6b所示，电压信号V_Io大于阈值Vref_Io时，第一延迟时间Td随电压信号V_Io增加而保持不变；电压信号V_Io小于阈值Vref_Io时，当电压信号V_Io减小到一定程度时第一延迟时间Td随电压信号V_Io的减小而线性增加；当第一延迟时间Td增加到最大值Td_max时，第一延时时间Td不再增加；

图6c所示，电压信号V_Io大于阈值Vref_Io2时，第一延迟时间Td随电压信号V_Io增加而保持不变；电压信号V_Io小于阈值Vref_Io2时，第一延迟时间Td随电压信号V_Io的减小而以第一斜率线性增加；当负载继续减小到小于阈值Vref_Io1时第一延迟时间Td随电压信号V_Io的减小而以第二斜率线性增加；当第一延迟时间Td增加到最大值Td_max时，延时时间不再增加。

图6d所示，在Td小于Td_max前，第一延迟时间Td随电压信号V_Io增加而线性减少；当负载继续减小到另一定程度，电压信号V_Io小到一定程度时第一延迟时间Td增加到最大值Td_max，即使负载继续减小，第一延时时间Td不再增加。

图6a～图6d所示的四种典型的第一延迟时间Td的变化曲线只是对本发明思想的一个说明，但其他类似的变化关系不应脱离本发明的保护范围。

第二实施例：

图7所示为第二实施例中反激变换器的结构示意图，与图4所示第一实施例中的反激变换器相比，本实施例中，控制装置中的次级控制器12包含过零检测电路和波谷检测电路，其中过零检测电路用来检测整流开关管Qs的电流从最大值减小到零时的时刻，并输出零电流信号ZCD；波谷检测电路用于检测整流开关管Qs的漏源极电压的谐振波谷出现时刻并产生波谷触发信号。

请参考图8，图8为控制装置的时序图，与对图6所述时序图描述不同的是在小负载电流工作时，在第一延迟时间Td结束前的t9时刻，次级控制器12通过过零检测电路检测整流开关管Qs的电流过零的时刻并输出零电流信号ZCD，零电流信号ZCD将使能次级控制器12的波谷检测电路，使得波谷检测电路在第一延迟时间Td结束后的t11时刻检测到整流开关管Qs漏源极电压的谐振波谷，并触发第三控制信号Vgs_s的产生而在波谷(第一个波谷)开通整流开关管Qs。也就说，当第一延时时间Td在零电流信号ZCD来临后结束，通过波谷检测电路检测整流开关管Qs的漏源极电压的谐振波谷，并产生触发信号来控制整流开关管Qs在第一延迟时间后的第一个波谷出现时导通。

但是，当第一延时时间Td在零电流信号ZCD来临后结束并且滞后于零电流信号ZCD很多时(即整流开关管Qs的漏源极电压振荡幅值衰减到很小时)，则控制整流开关管Qs在第一延迟时间Td后直接导通。

大负载电流工作时，第一延时时间Td在零电流信号ZCD来临前结束，则控制整流开关管Qs在第一延迟时间Td结束后直接导通。

第三实施例：

图9所示为第三实施例中反激变换器的结构示意图，与第二实施例的反激变换器的控制装置相比，第三实施例中反激变换器的控制装置改用辅助绕组(由绕组Na和电阻R1和电阻R2组成)对该反激变换器100的输入电压Vin以及功率开关管Qp的ZVS进行检测，当第一控制信号Vgs_p为高电平是采样输入电压Vin，并进行采样保持，而当第二延迟信号结束时检测功率开关管Qp的ZVS实现情况，用此时检测到的电压信号与采样保持的信号的差值来跟第二阈值以及第三阈值比较来判断功率开关管Qp的ZVS实现情况。正因为采用辅助绕组检测降低了芯片引脚的耐压，从而降低了芯片的电压工艺，可以大大提升芯片的工作频率，并仍然可采用本发明的控制方法进行控制。

本发明的上述实施例并不是对本发明保护范围的限定，本发明的实施方式不限于此，凡此种种根据本发明的上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，对本发明上述结构做出的其它多种形式的修改、替换或变更，均应落在本发明的保护范围之内。