具体实施方式

为了使本领域的人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合本发明的附图，对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述，基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的其它类同实施例，都应当属于本申请保护的范围。此外，以下实施例中提到的方向用词，例如“上”“下”“左”“右”等仅是参考附图的方向，因此，使用的方向用词是用来说明而非限制本发明创造。

实施例1

行波管主要由慢波结构(慢波线)、电子枪、磁聚焦系统、高频输入输出结构以及收集级构成。在行波管工作过程中，通过电子枪产生具有一定形状和电流强度的电子注，并将电子注加速到一定速度后便于与慢波结构中的电磁场发生能量交换；磁聚焦系统是利用磁场力来抵消电子注中存在的空间电荷排斥力，约束电子注使其能顺利通过整个慢波结构而不被截获；慢波结构的主要作用是传输高频电磁波并使电磁波的相速降到同步速度，它是实现注-波互作用的场所，即电磁场对电子注实现调制，而调制电子注交出直流能量放大高频电磁场的机构；高频输入输出结构的主要作用是将高频输入信号能量耦合到慢波结构中，并将已经放大的高频信号能量耦合到输出回路上去；收集级则是用来收集已经和电磁场换能完毕的电子，电子打在收集级时将转化为热能耗散掉。

如图1和2所示，针对上述技术问题，本具体实施例提供了分段正弦波导慢波结构，该分段正弦波导慢波结构包括分置于上下两侧的上分段正弦波导1和下分段正弦波导2，所述上分段正弦波导1和下分段正弦波导2均包括多个依次连接的分段正弦波导，每个分段正弦波导均由一个完整周期的正弦波导和两个平板波导组成，两个平板波导分别设置于正弦波导的波峰顶点和波谷凹点处，且平板波导的两端分别与平板波导两侧的正弦波导相切，此设置保证了平板波导与平板波导两侧的正弦波导在连接处的光滑性，不引入阻抗突变点。

如图2所示，分段正弦波导的周期长度为P，上分段正弦波导1的正弦波导的起伏高度为h1，周期长度为p1，两个平板导波沿电子注传输方向的长度分别为w1、w2，所述下分段正弦波导2的正弦波导的起伏高度为h2，周期长度为p2，两个平板导波沿电子注传输方向的长度分别为w3、w4，上分段正弦波导和下分段正弦波导之间形成的空间为电子注通道，电子注通道的高度为hb，其中，h1＝h2，p1＝p2，w1＞0，w2＞0，w3＞0，w4＞0，p1+w1+w2＝P，p2+w3+w4＝P。

进一步的，为进一步提升传输性能，上分段正弦波导1和下分段正弦波导2同步起伏，其中，w1＝w3，w2＝w4。

实施例2

慢波结构是太赫兹行波管中的核心组件，对于太赫兹行波管而言，太赫兹慢波结构的色散特性、耦合阻抗以及射频传输特性对器件的物理性能表现起到决定性作用。色散特性是慢波结构的重要参量，它关系到行波管的工作电压、频带宽度、工作频率等一系列重要指标；耦合阻抗表征慢波结构与电子注相互作用的有效程度，是慢波结构的另一个重要参量，它通常取决于慢波结构中的纵向电场强度、传输功率流等参量，耦合阻抗关系到到行波管的输出功率、互作用效率、输出增益等一系列重要指标；在太赫兹频段，随着工作频率的提升，慢波结构的实际加工难度与射频传输损耗急剧增加，慢波结构的反射与损耗特性(射频传输特性)也很大程度上影响了行波管的器件工作指标。

常规正弦波导(2011年5月11日公开的中国发明专利一种起伏状波导慢波结构)由于它无阻抗突变点且纵向均匀性较好，因此具有较低的反射系数和传输损耗。然而，研究发现其耦合阻抗偏低，同时金属膜片底部的间隔宽度较窄。为提升常规正弦波导的耦合阻抗，平顶型正弦波导慢波结构(2016年8月17日公开的中国发明专利一种平顶型正弦波导慢波结构)通过压缩电子注通道之间距离后消平顶部形成结构，改善电子注通道处的纵向电场分布进而提升耦合阻抗。但是，消顶结构会破坏正弦波导在电磁波传输方向上的连续性，在电子注通道处会引入阻抗不连续点，会导致慢波结构的射频传输特性恶化。

本具体实施例以220GHz太赫兹行波管的慢波结构为例，选取宽边长度为770μm，单周期长度P＝460μm，上分段正弦波导的周期长度p1＝300μm，下分段正弦波导的周期长度p2＝300μm，上分段正弦波导的起伏高度h1＝180μm，下分段正弦波导的起伏高度h2＝180μm，四段平板波导沿电子注传输方向的长度分别为w1＝w2＝w3＝w4＝80μm，电子注通道高度hb＝140μm。

通过电磁仿真软件进行本征计算，可以得到分段正弦波导的色散特性曲线、耦合阻抗特性曲线。同时，选取具有相同宽边长度、相同周期长度、相同起伏高度、相同电子注通道高度的常规正弦波导(2011年5月11日公开的中国发明专利一种起伏状波导慢波结构)和平顶型正弦波导(2016年8月17日公开的中国发明专利一种平顶型正弦波导慢波结构)进行仿真计算，并对比本实施例方案与常规正弦波导和平顶型正弦波导的色散特性、耦合阻抗特性。

分段正弦波导与常规正弦波导、平顶型正弦波导归一化相速对比结果如图3所示，由图3可以明显看出，在相同尺寸结构的条件下，本实施例的方案相比于常规正弦波导和平顶型正弦波导具有更低的归一化相速，更平坦的色散曲线，这预示着基于本实施例方案的慢波结构的行波管将具有更低的同步电压、更宽的同步带宽。

分段正弦波导与常规正弦波导、平顶型正弦波导的耦合阻抗对比结果如图4所示，由图4可知，本实施例方案的慢波结构在工作频带内的耦合阻抗明显高于常规正弦波导，在典型频率220GHz处的耦合阻抗高于常规正弦波导约50％，高于平顶型正弦波导13.3％。这预示着基于本发明方案慢波结构的行波管将具有更大的输出功率、更高的互作用效率和输出增益。

利用上述所给出分段正弦波导慢波结构的结构参数，选取主周期(分段正弦波导)为30个，线性渐变过渡周期(指与分段正弦波导周期长度相同，起伏高度h呈线性增大变化的过渡周期)为6个，设置有效电导率为2.0×10⁷S/m。在电磁仿真软件中建立传输特性计算模型，通过软件中时域仿真进行求解可以得到分段正弦波导传输参量的仿真计算结果，结果如图5中所示，在200-260GHz工作频带范围内，分段正弦波导慢波结构的反射参量小于-22.5dB，传输参量大于-3.93dB，对应的传输损耗小于1.23dB/cm，这表明本发明方案中的分段正弦波导慢波结构具有良好的射频传输性能。

进一步的，平顶型正弦波导与常规正弦波导类似，存在金属膜片底部(即上分段正弦波导的波峰顶点处及下分段正弦波导的波谷凹点处)的间隔宽度较窄的劣势，会给太赫兹频段的加工带来一定难度。本申请的分段正弦波导慢波结构通过在上分段正弦波导的波峰顶点处及下分段正弦波导的波谷凹点处设置与正弦波导相切的平板波导实现增加金属膜片底部的宽度，分段正弦波导的金属膜片底部大于常规正弦波导、平顶正弦波导的金属膜片底部的宽度，更有利于微细加工的刀具通过，降低太赫兹频段加工的难度。

实施例3

本具体实施例还提供了另一种分段正弦波导慢波结构，该分段正弦波导慢波结构的宽边长度为a＝770μm，单周期长度P＝460μm，上分段正弦波导的周期长度p1＝300μm，下分段正弦波导的周期长度p2＝300μm，上分段正弦波导的起伏高度h1＝215μm，下分段正弦波导的起伏高度h2＝215μm，四段平板波导的长度分别为w1＝w2＝w3＝w4＝80μm，电子注通道高度hb＝140μm。

实施例4

本具体实施例还提供了另一种分段正弦波导慢波结构，该分段正弦波导慢波结构的宽边长度为770μm，单周期长度P＝460μm，上分段正弦波导的周期长度p1＝230μm，下分段正弦波导的周期长度p2＝230μm，上分段正弦波导的起伏高度h1＝180μm，下分段正弦波导的起伏高度h2＝180μm，四段平板波导的长度分别为w1＝w3＝150μm，w2＝w4＝80μm，电子注通道高度hb＝140μm。

对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化均囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。

此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。