具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

下面结合附图来对本申请的技术方案的实施作进一步的详细描述。

参见图2A，图2A为本申请实施例提供的充电装置的一结构框图。如图2A所示，充电装置21设于交流电源(例如交流电网)与用电设备之间。该充电装置21可以包括多脉波整流电路211以及DC/DC变换器212。其中，多脉波整流电路211的输入端耦合交流电源(例如交流电网)，多脉波整流电路211的输出端与DC/DC变换器212的输入端耦合，DC/DC变换器212的输出端与用电设备耦合。

需要指出的是，本申请中所描述的“耦合”指的是直接或间接连接。例如，A与B耦合，既可以是A与B直接连接，也可以是A与B之间通过一个或多个其它电学元器件间接连接，例如可以是A与C直接连接，C与B直接连接，从而使得A与B之间通过C实现了连接。

多脉波整流电路211可以将交流电进行整流得到第一直流电，并可以将该第一直流电传输至传输至DC/DC变换器212。该DC/DC变换器212可以对上述第一直流电的电压进行变换得到第二直流电，并将该第二直流电传输至用电设备。

示例性的，该用电设备可以是终端、逆变器或电动汽车等。

示例性的，该DC/DC变换器212可以例如是BUCK变换器，该BUCK变换器可以对第一直流电进行降压得到第二直流电，即第二直流电可以小于第一直流电。该DC/DC变换器212可以例如是BOOST变换器，该BOOST变换器可以对第一直流电进行升压得到第二直流电，即第二直流电可以大于第一直流电。可选的，该DC/DC变换器212还可以例如是BUCK-BOOST变换器，该BUCK-BOOST变换器可以对第一直流电进行升压或降压得到第二直流电，即第二直流电可以大于或小于第一直流电。可选的，DC/DC变换器212可以具体以电路印制板PCB的形式内置在充电站的充电桩中。

在一些可行的实施方式中，参见图2B，图2B为本申请实施例提供的用于电动汽车的充电装置的一系统架构框图。如图2B所示，以用电设备包括至少一辆电动汽车为例，为了可以适用充电站中同时为多辆电动汽车进行充电的应用场景，本申请实施例提供的充电装置还可以进一步包括配电柜22，该配电柜22可以设于多脉波整流电路与DC/DC变换器(例如DC/DC变换器2121、DC/DC变换器2122)之间，控制多脉波整流电路向上述至少一辆电动汽车的输出功率。在一些可行的实施方式中，该配电柜22中设有控制器，该控制器可以监测充电桩的插入状态(即电动汽车与各自对应的DC/DC变换器的连接情况)以及与DC/DC变换器连接的各辆电动汽车的剩余电量。例如，控制器检测到DC/DC变换器2121连接电动汽车1，并获取到电动汽车1的剩余电量为50％，即确定电动汽车1需要充电，此时若没有检测到其他DC/DC变换器(例如DC/DC变换器2122)中接入电动汽车2，则控制器可以控制配电柜22将多脉波整流电路输出的所有功率全部向电动汽车1提供。若在电动汽车1充电的过程中，控制器检测到DC/DC变换器2122中接入了电动汽车2，获取到电动汽车2的剩余电量为30％，即确定电动汽车2也需要充电，此时控制器可以控制配电柜22将多脉波整流电路输出的功率平均分配至DC/DC变换器2121和DC/DC变换器2122。又或者，控制器可以对DC/DC变换器进行优先级排序，比如，DC/DC变换器2121的优先级高于DC/DC变换器2122，当DC/DC变换器2121连接电动汽车1，且控制器检测到DC/DC变换器2122与电动汽车2连接时，控制器可以控制配电柜22按照各个DC/DC变换器的优先级对各个DC/DC变换器对应的电动汽车进行梯度功率传输，比如DC/DC变换器2121的优先级高于DC/DC变换器2122，多脉波整流电路输出的功率为100W，控制器可以控制配电柜22向DC/DC变换器2121对应的电动汽车1传输功率75W，向DC/DC变换器2122对应的电动汽车2传输功率25W。可以理解的是，此处只是对配电柜进行示例性说明，而非穷举，应当理解为配电柜还可以具有其他的实现方式，具体可以参考现有技术中配电柜的实现，此处不作赘述。

下面结合附图对本申请实施例提供的多脉波整流电路的具体结构进行说明。

参见图3，图3为本申请实施例提供的多脉波整流电路的一结构框图。如图3所示，多脉波整流电路32设于交流电网与用电设备之间，即多脉波整流电路32的输入端耦合交流电网，多脉波整流电路32的输出端与用电设备耦合。

首先需要说明的是，交流电网输出的是三相电压，本申请中的附图为了简洁，均以连接线上的三个斜线代表该连接线实际呈现是三根电线，传输着三相电压和三相电流。

在一些可行的实施方式中，多脉波整流电路32包括第一变压单元321和第二变压单元322。其中，该第一变压单元321包括第一移相变压器3210、第一整流桥3211和第二整流桥3212。该第一移相变压器3210可以包括一个原边绕组T1、第一副边绕组t₁₁以及第二副边绕组t₁₂。

第一移相变压器3210的原边绕组T1与第二变压单元322的输入端串联耦合后的两端与交流电网耦合，第一移相变压器3210的第一副边绕组t₁₁与第一整流桥3211的输入端耦合，第一移相变压器3210的第二副边绕组t₁₂与第二整流桥3212的输入端耦合，第一整流桥3211的输出端与第二整流桥3212的输出端串联耦合后的两端与用电设备耦合，且该用电设备还耦合第二变压单元322的输出端。

可以理解的是，本申请实施例中涉及的整流桥可以是现有技术中的二极管全桥整流或者二极管半桥整流等，具体实现可以参考现有技术，此处不作赘述。

在本申请实施例，多脉波整流电路中的第一变压单元的输出端与第二变压单元的输出端并联连接至用电设备，相对于现有技术中所有整流桥的输出端串联耦合至用电设备，本申请实施例通过将多脉波整流电路分为至少两个变压单元，并且改变了变压单元的输出端之间的连接方式，即第一变压单元内的各个整流桥的输出端串联，但是各个变压单元的输出端之间是并联，使得各个变压单元输出至用电设备的电流只是经过第一变压单元中整流桥的二极管或者只是经过第二变压单元，而不是经过多脉波整流电路中的所有整流桥，降低了变压单元输出至用电设备的电压损耗，提高了整流效率。并且，第一移相变压器的原边绕组与第二变压单元的输入端串联耦合，由于串联支路中的电流处处相等，使得多脉波整流电路的输入端可以均流，从而可以进一步减少多脉波整流电路输入端之间的损耗。再加上，本申请实施例中第一变压单元可以只是通过增加第一移相变压器的副边绕组的数量来增加脉波数量，达到如现有技术中增加移相变压器的整流效果，即多个副边绕组可以共用一个原边绕组，此时本申请实施例还是具体呈现为一个变压器，变压器的数量减少。

在一些可行的实施方式中，第二变压单元322可以是现有技术中的功率因数校正电路。可选的，第二变压单元还可以具有与第一变压单元321类似的拓扑结构，例如参见图4，图4为本申请实施例提供的多脉波整流电路的又一结构框图。如图4所示，第二变压单元322包括第二移相变压器3220、第三整流桥3221和第四整流桥3222，其中第二移相变压器3220包括一个原边绕组T2、第一副边绕组t₂₁和第二副边绕组t₂₂。其中，第二变压单元322的输入端为所述第二移相变压器3220的原边绕组T2，即第一移相变压器的原边绕组T1与第二变压单元322的输入端串联耦合后的两端与交流电网耦合具体实现为：第二移相变压器3220的原边绕组T2与第一移相变压器3210的原边绕组T1串联耦合后的两端与交流电网耦合。第二移相变压器3220的第一副边绕组t₂₁与第三整流桥3221的输入端耦合，第二移相变压器3220的第二副边绕组t₂₂与第四整流桥3222的输入端耦合。第二变压单元322的输出端为第三整流桥3221的输出端与第四整流桥3222的输出端串联耦合后的两端，即用电设备耦合第二变压单元322的输出端具体实现为：第三整流桥3221的输出端与第四整流桥3222的输出端串联耦合后的两端与用电设备耦合。

可选的，在一些可行的实施方式中，参见图5，图5为本申请实施例提供的多脉波整流电路的又一结构框图。如图5所示，本申请实施例中的第一变压单元可以包括第一移相变压器以及n个整流桥，第二变压单元可以包括第二移相变压器以及k个整流桥。第一移相变压器包括一个原边绕组T1和n个副边绕组，其中n为大于2的整数；第二移相变压器可以包括一个原边绕组T2和k个副边绕组，其中k为大于1的整数。

具体实现中，第一移相变压器的各个副边绕组分别与各自对应的整流桥的输入端耦合，例如第一移相变压器的第一副边绕组t₁₁与第一整流桥的输入端耦合，第一移相变压器的第二副边绕组t₁₂与第二整流桥的输入端耦合，第一移相变压器的第n副边绕组t_1n与第n整流桥的输入端耦合。第一整流桥至第n整流桥的输出端依次串联耦合，例如第一整流桥的输出端与第二整流桥的输出端串联连接，第二整流桥的输出端与第三整流桥的输出端串联连接，以此类推，第n-1整流桥的输出端与第n整流桥的输出端串联连接。其中，相邻两个整流桥对应耦合的两个副边绕组的输出电压的相位差是根据第一移相变压器中包含的副边绕组的数量确定，可以表示为π/(3)。以图3或图4中示出的第一移相变压器包含两个副边绕组(即n＝2)为例，第一移相变压器的第一副边绕组t₁₁的输出电压与第一移相变压器的第二副边绕组t₁₂的输出电压之间的相位差为30°。

同理的，第二移相变压器的各个副边绕组也分别与各自对应的整流桥的输入端耦合，例如第二移相变压器的第一副边绕组t₂₁与第n+1整流桥的输入端耦合，第二移相变压器的第k副边绕组t_2k与第n+k整流桥的输入端耦合。第n+1整流桥至第n+k整流桥的输出端依次串联耦合，例如第n+1整流桥的输出端与第n+2整流桥的输出端串联连接，第n+2整流桥的输出端与第n+3整流桥的输出端串联连接，以此类推，第n+k-1整流桥的输出端与第n+k整流桥的输出端串联连接。其中，相邻两个整流桥对应耦合的两个副边绕组的输出电压的相位差是根据第二移相变压器中包含的副边绕组的数量确定，可以表示为π/(3)。以图4中示出的第二移相变压器包括两个副边绕组(即k＝2)为例，第二移相变压器的第一副边绕组t₂₁的输出电压与第二移相变压器的第二副边绕组t₂₂的输出电压之间的相位差为30°。

两个移相变压器的副边绕组的输出电压之间具有对应关系。例如，第二移相变压器的第一副边绕组t₂₁的输出电压与第一移相变压器的第一副边绕组t₁₁的输出电压之间的相位差为第一角度，第二移相变压器的第二副边绕组t₂₂的输出电压与第一移相变压器的第二副边绕组t₁₂的输出电压之间的相位差也是该第一角度。换句话来说，第二移相变压器的第一副边绕组t₂₁的输出电压与第一移相变压器的第一副边绕组t₁₁的输出电压之间的相位差等于第二移相变压器的第二副边绕组t₂₂的输出电压与第一移相变压器的第二副边绕组t₁₂的输出电压之间的相位差。

而该第一角度是根据第一移相变压器的副边绕组数量、第二移相变压器的副边绕组数量以及多脉波整流电路中包含的变压单元的数量确定。

例如，第一移相变压器中包括的副边绕组数量与第二移相变压器中包括的副边绕组数量相等，即k＝n。则上述第一角度可以表示为：π/(3)，其中，第二移相变压器中包含的副边绕组的数量以及第一移相变压器中包含的副边绕组的数量均为n，m为多脉波整流电路中包含的变压单元的数量。以图4中示出的多脉波整流电路包括第一变压单元和第二变压单元(即m＝2)，各个移相变压器中包括的副边绕组数量均为2(即n＝2)为例，则上述第一角度为15°。换句话来说，第二移相变压器的第一副边绕组t₂₁的输出电压与第一移相变压器的第一副边绕组t₁₁的输出电压之间的相位差为15°，第二移相变压器的第二副边绕组t₂₂的输出电压与第一移相变压器的第二副边绕组t₁₂的输出电压之间的相位差也是15°。

又例如，第一移相变压器中包括的副边绕组数量与第二移相变压器中包括的副边绕组数量不等，此处不作赘述。

上述结合图4和图5所描述的实施例可以理解为本申请的不同实现方式，例如第二变压单元的拓扑结构可以与第一变压单元的拓扑结构类似、以及各个移相变压器可以具有多个数量相等或不等的副边绕组。

进一步的，在一些可行的实施方式中，本申请实施例还可以具有多个变压单元。参见图6，图6为本申请实施例提供的多脉波整流电路的又一结构框图。如图6所示，本申请实施例提供的多脉波整流电路包括m个变压单元。其中，第一变压单元可以包括第一移相变压器和n个整流桥，第二变压单元可以包括第二移相变压器和k个整流桥，第m变压单元可以包括第m移相变压器和r个整流桥，r为正整数。

在第一变压单元中，第一移相变压器包括一个原边绕组T1和n个副边绕组。具体实现中，第一移相变压器的第一副边绕组t₁₁与第一整流桥的输入端耦合，第一移相变压器的第二副边绕组t₁₂与第二整流桥的输入端耦合，第一移相变压器的第n副边绕组t_1n与第n整流桥的输入端耦合。第一整流桥至第n整流桥的输出端依次串联耦合，例如第一整流桥的输出端与第二整流桥的输出端串联连接，第二整流桥的输出端与第三整流桥的输出端串联连接，以此类推，第n-1整流桥的输出端与第n整流桥的输出端串联连接。并且，第一变压单元内的各个整流桥串联耦合后的两端与用电设备耦合。

同理的，在第二变压单元中，第二移相变压器可以包括一个原边绕组T2和k个副边绕组。具体实现中，第二移相变压器的第一副边绕组t₂₁与第n+1整流桥的输入端耦合，第二移相变压器的第k副边绕组t_2k与第n+k整流桥的输入端耦合。第n+1整流桥至第n+k整流桥的输出端依次串联耦合，例如第n+1整流桥的输出端与第n+2整流桥的输出端串联连接，第n+2整流桥的输出端与第n+3整流桥的输出端串联连接，以此类推，第n+k-1整流桥的输出端与第n+k整流桥的输出端串联连接。并且，第二变压单元内的各个整流桥串联耦合后的两端与用电设备耦合。

以此类推，在第m变压单元中，第m移相变压器可以包括一个原边绕组Tm和r个副边绕组。具体实现中，第m移相变压器的第一副边绕组t_m1与第i+1整流桥的输入端耦合，其中i为第一变压单元至第m-1变压单元中包括的整流桥的数量加1。第二移相变压器的第r副边绕组t_mr与第i+r整流桥的输入端耦合。第i整流桥至第i+r整流桥的输出端依次串联耦合，例如第i整流桥的输出端与第i+1整流桥的输出端串联连接，第i+2整流桥的输出端与第i+3整流桥的输出端串联连接，以此类推，第i+r-1整流桥的输出端与第i+r整流桥的输出端串联连接。并且，第m变压单元内的各个整流桥串联耦合后的两端与用电设备耦合。

可以理解的是，各个变压单元内的各个移相变压器包含的副边绕组的输出电压的相位差均与各个移相变压器各自包含的副边绕组数量有关。例如第一变压单元内的第一移相变压器的各个副边绕组的输出电压的相位差为π/(3n)；第二变压单元内的第二移相变压器的各个副边绕组的输出电压的相位差为π/(3k)；第m变压单元内的第m移相变压器的各个副边绕组的输出电压的相位差为π/(3r)。

而原边绕组之间具有串联连接关系的两个相邻移相变压器包含的各个副边绕组之间具有对应关系。假设各个移相变压器中包含的副边绕组数量相等，即n＝k＝r。则第一移相变压器的第一副边绕组t₁₁的输出电压与第二移相变压器的第一副边绕组t₂₁的输出电压之间的相位差为π/(3nm)；第一移相变压器的第n副边绕组t_1n的输出电压与第二移相变压器的第k副边绕组t_2k的输出电压之间的相位差也为π/(3nm)。以此类推，第m移相变压器的第一副边绕组t_m1的输出电压与第m-1移相变压器的第一副边绕组t_(m-1)1的输出电压之间的相位差也为π/(3nm)，第m移相变压器的第r副边绕组t_mr的输出电压与第m-1移相变压器的第r副边绕组t_(m-1)r的输出电压之间的相位差也为π/(3nm)。

可以理解的是，上述结合图6所描述的实施例是本申请的又一种可能的实现方式，相对于上述结合图3至图5所描述的实施例，本申请实施例可以设置多个变压单元，即多脉波整流电路中可以包括多于2个的变压单元，虽然本申请可以通过增加移相变压器的副边绕组的数量来增加脉波数量，但是一个移相变压器中设置过多的副边绕组时，会使得该移相变压器的体积过大，造成的损耗也大，所以，本申请实施例给出另一种可能的实现方式，除了可以增加移相变压器的副边绕组的数量之外，还可以增加变压单元的数量来增加脉波数量。

本申请的发明人在研究和实践过程中发现，为了满足国家标准要求电流THD小于4％，多脉波整流电路可以如图7所示，多脉波整流电路可以包括两个变压单元和六个整流桥，每个变压单元中包括三个副边绕组，每个整流桥都会在一个周期内输出三相电流的两个脉波，即六个脉波。则六个副边绕组可以实现36脉波整流。假设按照如图1中示出的现有技术来实现36脉波整流，需要设置6个移相变压器，而本申请实施例只需要设置两个移相变压器即可，由此可得本申请实施例可以使用较少的移相变压器数量达到较好的整流效果，整流效率高。

在具体实现中，第一移相变压器的原边绕组T1与第二移相变压器的原边绕组T2串联耦合后的两端与交流电网耦合。第一移相变压器的三个副边绕组分别与各自对应的整流桥的输入端耦合，并且该第一移相变压器的三个副边绕组对应的三个整流器依次串联耦合后的两端与用电设备耦合。同理的，第二移相变压器的三个副边绕组分别与各自对应的整流桥的输入端耦合，并且该第二移相变压器的三个副边绕组对应的三个整流器依次串联耦合后的两端也与用电设备耦合。

此时根据π/(3n)，n为移相变压器包含的副边绕组的数量，可以得到第一移相变压器的第一副边绕组t₁₁的输出电压与第一移相变压器的第二副边绕组t₁₂的输出电压之间的相位差为20°，第一移相变压器的第二副边绕组t₁₂的输出电压与第一移相变压器的第三副边绕组t₁₃的输出电压之间的相位差也为20°。同理的，第二移相变压器的第一副边绕组t₂₁的输出电压与第二移相变压器的第二副边绕组t₂₂的输出电压之间的相位差为20°，第二移相变压器的第二副边绕组t₂₂的输出电压与第二移相变压器的第三副边绕组t₂₃的输出电压之间的相位差为20°。

第一移相变压器中的一个副边绕组对应所述第二移相变压器中包含的一个副边绕组，根据π/(3nm)，m为多脉波整流电路包含的变压单元的数量，可以得到第一移相变压器的第一副边绕组t₁₁的输出电压与第二移相变压器的第一副边绕组t₂₁的输出电压之间的相位差为10°，第一移相变压器的第二副边绕组t₁₂的输出电压与第二移相变压器的第二副边绕组t₂₂的输出电压之间的相位差也为10°，第一移相变压器的第三副边绕组t₁₃的输出电压与第二移相变压器的第三副边绕组t₂₃的输出电压之间的相位差也为10°。

在一些可行的实施方式中，为了方便移相变压器的生产，第一移相变压器中包含的第一副边绕组t₁₁的输出电压的相位角为-25°，第一移相变压器中包含的第二副边绕组t₁₂的输出电压的相位角为-5°，第一移相变压器中包含的第三副边绕组t₁₃的输出电压的相位角为15°。第二移相变压器的第一副边绕组t₂₁的输出电压的相位角为25°，第二移相变压器的第二副边绕组t₂₂的输出电压的相位角为5°，第二移相变压器的第三副边绕组t₂₃的输出电压的相位角为-15°。总的来说，第一移相变压器中各个副边绕组的相位角分别为-25°、-5°和15°，对应第二移相变压器中包含的各个副边绕组的输出电压的相位角分别为-15°、5°和25°。可以看出，第一移相变压器中包含的各个副边绕组的相位角与第二移相变压器中包含的各个副边绕组的相位角互为相反数，此时可以认为第一移相变压器与第二移相变压器是对称的，即两者的绕线可以相同，加工工艺可以一样，便于生产。

为了说明本申请实施例降低谐波含量的效果，本申请的发明人针对一个10kV三相电压输入，直流输出800V，负载800kW的多脉波整流电路进行仿真分析，具体的仿真效果可以参见图8A至图9。首先可以利用控制器获取多脉波整流电路的三相输入电压与三相输出电压的波形如图8A所示，还可以进一步利用控制器获取多脉波整流电路的三相输入电流与三相输出电流的波形如图8B所示。谐波含量可以理解为输出信号比输入信号多出的谐波成分，本申请中的谐波成分可以例如为图8A中的三相输出电压比三相输入电压多出的谐波成分，或者图8B中的三相输出电流比三相输入电流多出的谐波成分。在具体实现中，可以对图8A或图8B进行快速傅里叶变换FFT分析，得到如图9所示的FFT分析仿真图。由图9可以得到，在50Hz频率处，本申请提供的多脉波整流电路的THD为2.94％，即可以满足国家标准要求的电流THD小于4％，可以符合实际生产的需求。

需要说明的是，上述术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

以上所描述的实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，如：多个单元或组件可以结合，或可以集成到另一个系统。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。