具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

需要说明的是，当元件被称为“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者也可以存在居中的元件。当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或者可能同时存在居中元件。本文所使用的术语“垂直的”、“水平的”、“左”、“右”以及类似的表述只是为了说明的目的，并不表示是唯一的实施例。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。本文所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

本发明的目的是针对6kV及以下电压等级的电机驱动系统，考虑到传统多电平变换器存在的各种问题，提出了一种新型的高性能、结构简单的五电平电力电子变换器及控制方法。相比于传统变换器，使用了更少的悬浮电容，且电容容量也相对减少，整体上缩减了变换器的体积，适合应用于中高压大功率场合。

以下将分四个小节分别对本发明的变换器结构、调制方法及变换器电容电压进行详细地分析。

一、本发明的五电平变换器拓扑

本发明提出的五电平变换器1的单相结构如图1所示，包括5个半桥单元、2个联接开关管(S_x6、S_x6')和1个联接电容(C_d2)。其中，半桥单元是一个三端口结构，如图2所示，由两个开关管S₁～S₁'和电容C组成，开关管S₁和S₁'串联连接再与电容C并联。

其中，图1本发明的五电平变换器1的单相结构图；图2半桥单元结构图。

结合图1，对本发明的五电平变换器1单相结构中各器件的连接方式的详细描述如下：在本结构中，直流母线的正负极分别与第一半桥单元①的直流正极端子以及第二半桥单元②的直流负极端子直接相连；而第一半桥单元①的直流负极端子和第二半桥单元②的直流正极端子则通过联接电容C_d2相连，第一半桥单元①的交流端子通过联接开关管S_x6与第三半桥单元③的直流正极端子相连，第二半桥单元②的交流端子通过联接开关管S_x6'与第四半桥单元④的直流负极端子相连；第三半桥单元③的直流负极端子与第四半桥单元④的直流正极端子直接相连，而第三半桥单元③的交流端子和第四半桥单元④的交流端子将分别与第五半桥单元⑤的直流正极端子和直流负极端子相连，第五半桥单元⑤的交流端子将作为该单相电路的输出端，与负载相连。需要额外说明的是，不同于其他4个半桥单元，第五半桥单元⑤的电容在本结构中被省略了。

基于上述单相拓扑，可以得到本发明的五电平变换器1的三相拓扑，如图3所示。三相拓扑由三个结构相同的单相拓扑(记为a相、b相、c相)构成，每相的第一半桥单元①的直流正极端子并联连接在一起、直流负极端子并联连接在一起，那么3个第一半桥单元①的电容也将并联在一起，则3个电容将简化为1个公共电容C_d1；同样地，每相的第二半桥单元②的直流正极端子、直流负极端子也分别并联连接，则3个第二半桥单元②的电容也简化为1个公共电容C_d3，同理对于联接电容C_d2也简化为1个公共电容。最终，变换器1的三相公用了同一个直流母线，且连接着公共的直流侧电容C_d1～C_d3，由此构成了五电平变换器1的三相拓扑。记C_d1和C_d2的连接点为N₁，C_d2和C_d3的连接点为N₂。

图3本发明的五电平变换器1的三相结构图；

说明：为了使本变换器能输出五电平电压，直流侧电容C_d1设定的额定电压为直流母线电压(V_dc)的四分之一，直流侧电容C_d2设定的额定电压为直流母线电压的二分之一，直流侧电容C_d3设定的额定电压为直流母线电压的四分之一，各相悬浮电容C_f1x和C_f2x设定的额定电压均为直流母线电压的四分之一。

此外，需要注意的是，本发明所指的开关管，可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)、集成门极换流晶闸管(IGCT)或可关断晶闸管(GTO)等所有全控型电力半导体开关器件，并不以此限定本发明。

二、本发明的改进型五电平变换器拓扑

作为本发明的进一步改进，分别将图1中第三半桥单元③的开关管S_x3'和第四半桥单元④的开关管S_x4替换为钳位二极管D_x1和D_x2，保持其他开关管和电容的连接方式不变，得到本发明的五电平变换器2的单相拓扑，如图4所示。进而，abc三相按照和变换器1一样的方式并联连接在公共的直流母线上，得到如图5所示的五电平变换器2的三相拓扑结构。

其中，图4本发明的五电平变换器2的单相结构图；图5本发明的五电平变换器2的三相结构图。

三、变换器的调制方法

在详细描述了变换器的拓扑结构后，本节将首先对提出的五电平变换器的开关状态进行介绍，解释其是如何控制开关管的导通和关断以输出五电平的，然后将基于载波移相调制进一步解释本变换器是如何控制开关状态以输出按正弦变化的五电平波形。

本发明的五电平变换器，在运行过程中需要根据输出参考电压的指令值，控制变换器中开关管的导通和关断以输出V_dc、3V_dc/4、V_dc/2、V_dc/4和0共5种不同电平。对于变换器1而言，每个半桥单元中两个开关管的控制信号始终互补，即一个开关管导通，则另一个开关管关断，反之亦然，那么每个半桥单元的两个开关管只需一路控制信号；同时，在变换器1中第一半桥单元①和第二半桥单元②控制信号相同、第三半桥单元③和第四半桥单元④控制信号相同，则5个半桥单元只需要3路独立的开关控制信号；再加上联接开关管S_x6和S_x6'始终互补导通，其需要单独的一路控制信号。综合而言，变换器1需要四路独立的开关控制信号分别控制S_x1、S_x6、S_x3、S_x5，其余开关管的控制信号可通过对该四路信号取同或取异得到。

由此得到变换器1在输出5种不同电平时对应的开关状态表，如表1所示，“1”表示开关管导通，“0”表示开关管关断。同时，表中还给出了各开关状态对变换器中各电容电流和电压的影响，表中i_cf1x、i_cf2x、i_N1x、i_N2x、V_cf1x、V_cf2x、V_d1、V_d2和V_d3分别表示每相流过悬浮电容C_f1x的电流、流过悬浮电容C_f2x的电流、每相流出N₁点的电流、每相流出N₂点的电流、每相悬浮电容C_f1x的电压、悬浮电容C_f2x的电压、直流侧电容C_d1的电压、直流侧电容C_d2的电压和直流侧电容C_d3的电压，“↑”表示相应电容被充电，电容电压上升，“↓”表示相应电容被放电，电容电压降低，“-”表示电容电压不受影响。特别强调，表1所示开关状态的影响是在假设负载电流i_x大于0时得到的，若负载电流小于0，影响效果将与表1结果相反。

表1五电平变换器1的开关状态表

在此以变换器1输出3V_dc/4电平且取开关状态为B1为例，对表1进行解释说明：当取变换器1的开关状态为B1时，开关管S_x1、S_x3、S_x5导通，开关管S_x6关断；相应的开关管S_x2、S_x4、S_x6'导通，开关管S_x1'、S_x2'、S_x3'、S_x4'、S_x5'关断；图6展示了此时电流的流通路径，红色实线表示电流大于0时流出变换器，红色虚线表示当电流小于0时流入变换器。N₂点电位为V_dc/4，经两个电压为V_dc/4的悬浮电容后，最终在变换器输出端输出3V_dc/4电平。

假设此时负载电流大于0，开关状态B1对变换器电容电压的影响为：流过悬浮电容C_f1x和C_f2x的电流将为-i_x，则两个悬浮电容将被放电而电压降低；流出N₂点的电流将为i_x，则直流侧电容C_d1和C_d2会被充电而电压上升，电容C_d3会被放电而电压降低。而电流小于0以及其他开关状态的分析同理，不再赘述。

变换器2的各开关管控制方式和变换器1类似，不同之处在于变换器2的第三半桥单元③、④、⑤中的两个开关管不是互补导通，而是第三半桥单元③的S_x3和第五半桥单元⑤的S_x3'互补导通，第五半桥单元⑤的S_x4和第四半桥单元④的S_x4'互补导通，同样也是只需四路独立的开关信号，得到其开关状态表如表2所示，分析方法和变换器1相同，不再说明。

表2五电平变换器2的开关状态表

由于本发明涉及的两个变换器在控制上类似，此处仅以五电平变换器1为例，采用载波移相调制说明本变换器是如何实现输出正弦变化的五电平波形的。

图7展示了五电平载波移相调制的基本原理，m_x为正弦参考电压波形，幅值在0～1之间可设，abc三相的参考电压波形幅值一致，在相位上互差120°；C_r1～C_r4是四路幅值为1的三角载波，相位互差90°。通过比较参考电压值和四路三角载波值的大小，分别可产生四路独立的开关信号：若参考电压值大于三角载波值，则产生高电平，相应开关管导通；若参考电压值小于三角载波值，则产生低电平，相应开关管关断。

结合参考电压m_x的变化范围，可将m_x分成四个区域，即-1～-0.5、-0.5～0、0～0.5和0.5～1。当m_x在-1～-0.5之间时，通过调制会输出0和V_dc/4电平；当m_x在-0.5～0之间时，通过调制会输出V_dc/4和V_dc/2电平；当m_x在0～0.5之间时，通过调制会输出V_dc/2和3V_dc/4电平；当m_x在0.5～1之间时，通过调制会输出3V_dc/4和V_dc电平。

例如，当m_x在-1～0.5时，如图8所示，假设载波频率远大于参考电压的频率，则在一个载波周期内，可认为参考电压值保持不变。由图可知，m_x和C_r1比较产生了S_x1的开关信号，m_x和C_r2比较产生了S_x6的开关信号，m_x和C_r3比较产生了S_x3的开关信号，m_x和C_r4比较产生了S_x5的开关信号，最终组合对应了D1～D4和E这5种开关状态，表现在输出电压V_ox上即对应了V_dc/4和0这两种电平。而当m_x处于其他区间时，可做同样分析，由此变换器根据m_x输出了按照正弦变化的五电平波形。

此外，根据图8还可以发现，该调制方法得到的开关状态D1～D4在一个载波周期中的持续时间始终相等，均为此时V_dc/4电平持续时间的四分之一。同样推理可知，开关状态B1～B4在一个载波周期中的持续时间也将相等且为3V_dc/4电平持续时间的四分之一，开关状态C1～C4在一个载波周期中的持续时间相等且为V_dc/2电平持续时间的四分之一。基于此结论，下一小节将对本变换器中各电容电压的自平衡特性进行分析。

四、电容电压均衡分析

本小节以五电平变换器1为例，证明在载波移相调制方法下，本变换器可实现各电容电压的自平衡。

假设三相电压的参考指令值为

m_x＝m·sin(ωt-α) (1)

其中，下标x表示a、b、c三相；m为调制电压的幅值；α表示三相之间的相位差，a相取0，b相取2π/3，c相取4π/3。

设三相负载电流为：

i_x＝I·sin(ωt-α-θ) (2)

其中，I为负载电流幅值；θ为电压电流间相差，即功率因数角。

如图9所示，根据三相对称波形的特点，三相电压电流每120°范围的波形一样且abc三相波形每120°交错替换。因此只需在120°范围内对变换器各电容电压的状态进行分析即可。

考虑-π/6～π/2这120°范围内以π/6为一小段进行分析。记输出电平V_dc、3V_dc/4、V_dc/2、V_dc/4和0分别为4、3、2、1、0电平，在一个载波周期中各电平对应的占空比为D_4x、D_3x、D_2x、D_1x和D_0x。那么，可以得到如表3所示的三相输出电平占空比，例如在-π/6～0时间段，a相只输出1电平和2电平，则对应1电平的占空比为-2m_a，2电平的占空比为1+m_a，而其他电平的占空比为0。

表3三相输出电平在-π/6～π/2范围内的占空比

根据前文所述，每个电平在调制过程中可以对应着不同的开关状态，不同的开关状态又将对各电容电压产生不同的影响。由此结合表1和表3可以计算得到在各π/6时间段内各电容电压的变化，以电流在各电容上的累积电荷量来表征，累积电荷量大于0表明电容电压将上升，累积电荷量小于0则电容电压下降，累积电荷量等于0则电容电压将保持不变。记Q_N1a、Q_N2a、Q_N1b、Q_N2b、Q_N1c、Q_N2c分别表示abc三相对N₁点和N₂点的累积电荷量，Q_cf1a、Q_cf2a、Q_cf1b、Q_cf2b、Q_cf1c、Q_cf2c分别表示abc三相对各相悬浮电容C_f1x和C_f2x的累积电荷量。(为了方便阅读，将表1重列于下)

例如，在-π/6～0时间段，a相输出1电平和2电平，分别对应有开关状态D1～D2和C1～C2，且已知开关状态D1～D4各自占1电平持续时间的四分之一，C1～C2各自占2电平持续时间的四分之一，则可得，a相在-π/6～0时间段内对N1点累积电荷量为：

其中，S_i表示j电平所对应的第i个开关状态的影响标志。根据表1，若第i个开关状态对应的影响电流为i_x，则S_i＝1；若第i个开关状态对应的影响电流为-i_x，则S_i＝-1；若第i个开关状态对应的影响电流为0，则S_i＝0，代入化简得：

同理，a相在C_f1a上的累积电荷量为：

最终，可以得到三相在各时间段在各电容上累积的电荷量如表4所示。

表4abc三相在-π/6～π/2中的各时间段在各电容上的累积电荷量

在该120°范围内，将abc三相在N1点累积的电荷量进行加和：

结果表明，每120°时间段内三相单元在N1点累积的总电荷量为0，即N1点的电位将保持不变，和功率因数角无关；而从表4还可以发现，每π/6时间段里，Q_N1x和Q_N2x总是相等，那么最终N2点的电位也将保持不变，即直流侧电容C_d1～C_d3的电压能实现自平衡。

表4还表明，每π/6时间段里，Q_cf1x和Q_N1x表达式也总是相等，Q_cf1x和Q_cf2x表达式总是相反，且根据三相电压电流每120°交错替换的特点，考虑悬浮电容在360°范围内累积的总电荷量为：

式(7)说明，各相的悬浮电容C_f1x和C_f2x的电压在一个工频周期内也将保持不变。以上通过详细的数学分析，证明了本发明提出的五电平变换器在载波移相调制方法下，各电容电压能实现自平衡。

为了使本发明的技术方案更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例

本发明提出的五电平变换器1的单相结构如图1所示，其包括了5个半桥单元，每个半桥单元是一个三端口结构如图2所示。在变换器1的单相结构中第一半桥单元①的直流负极端子和第二半桥单元②的直流正极端子通过联接电容C_d2相连，第一半桥单元①的交流端子通过联接开关管S_x6和第三半桥单元③的直流正极端子相连，第二半桥单元②的交流端子通过联接开关管S_x6'与第四半桥单元④的端口②相连，第三半桥单元③的直流负极端子和第四半桥单元④的直流正极端子直接相连，而第五半桥单元⑤的直流正极端子和直流负极端子则分别与第三半桥单元③和④的交流端子相连，第五半桥单元⑤的交流端子作为变换器1的输出端口，将与负载相连。不同于其他4个半桥单元，第五半桥单元⑤的电容在本结构中被省略了。

基于上述单相拓扑，将三个结构相同的三相拓扑并联连接可以得到本发明的五电平变换器1的三相拓扑，如图3所示。此时，每相的第一半桥单元①的直流正极端子、直流负极端子分别并联连接，每相第二半桥单元②的直流正极端子、直流负极端子也分别并联连接，则第一半桥单元①、第二半桥单元②和联接电容C_d2最终均简化成了公共的直流侧电容C_d1～C_d3，三相公用同一个直流母线。同时，三相的输出端连接着相同的电阻电感负载，负载采用Y型接法连接。

结合具体实施例，给出变换器的具体参数如表5所示，此时直流母线电压(V_dc)为11.2kV，则直流侧电容C_d1的额定电压为V_dc/4＝2800V，C_d2的额定电压为V_dc/2＝5600V，C_d3的额定电压为V_dc/4＝2800V，各相悬浮电容C_f1x和C_f2x的额定电压为V_dc/4＝2800V。各开关管的额定耐压均为V_dc/4＝2800V，可采用英飞凌公司的4500V 800A IGBT：FZ800R45KL3_B5。

表5变换器具体参数

作为本发明的进一步改进，分别将图1中第三半桥单元③的开关管S_x3'和第四半桥单元④的开关管S_x4替换为钳位二极管D_x1和D_x2，保持其他开关管和电容的连接方式不变，得到本发明的五电平变换器2的单相拓扑，如图4所示。进而，abc三相按照和变换器1一样的方式并联连接在公共的直流母线上，得到如图5所示的五电平变换器2的三相拓扑结构。在具体实施时，仍采用表5所示的变换器参数，电容额定电压以及开关管选型和变换器1一致，而钳位二极管的额定耐压也为V_dc/4＝2800V，可采用英飞凌公司的4500V 400A二极管：DD400S45KL3_B5。

由于五电平变换器2和五电平变换器1的结构和控制都类似，下面将只以变换器1为例，通过MATLAB/Simulink对变换器进行仿真，得到相关仿真波形如图10所示。

图10中从上往下依次为三相输出电压V_oa～V_oc、三相负载电流i_a～i_c、直流侧电容电压V_d1～V_d3、abc三相悬浮电容电压V_cf1x和V_cf2x。从图中可以看出，变换器输出了正弦的五电平PWM波形以及三相对称的正弦电流；直流侧电容C_d1～C_d3的电压均稳定在其额定电压左右，其中V_d1和V_d3在2800V附近波动，V_d2在5600V附近波动；三相悬浮电容电压也均稳定在其额定电压2800V。如前所述，各电容电压均实现了自平衡。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

需要说明的是，在本发明的描述中，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的和区别类似的对象，两者之间并不存在先后顺序，也不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

应该理解，以上描述是为了进行图示说明而不是为了进行限制。通过阅读上述描述，在所提供的示例之外的许多实施例和许多应用对本领域技术人员来说都将是显而易见的。因此，本教导的范围不应该参照上述描述来确定，而是应该参照前述权利要求以及这些权利要求所拥有的等价物的全部范围来确定。出于全面之目的，所有文章和参考包括专利申请和公告的公开都通过参考结合在本文中。在前述权利要求中省略这里公开的主题的任何方面并不是为了放弃该主体内容，也不应该认为申请人没有将该主题考虑为所公开的发明主题的一部分。