具体实施方式

压电扬声器在形状因子很重要的应用中受到青睐，例如在超薄智能手机中。通常，压电扬声器形成驱动器的几乎完美的电容性负载。典型的电容值范围为从100nF至2μF，其中到驱动器的阻抗与(音频)信号频率成反比。

一种应用是将智能手机的整个显示屏用作扬声器。这是通过将压电致动器连接到屏幕的背面来实现的。压电致动器将电能转换为机械能，从而将这种能量转换用作扬声器的声音产生。屏幕的大表面积改善了在较低音频频率下从电信号到声压级(SPL)的转变。

为此类应用开发的压电致动器通常比传统的压电扬声器大，并且它们往往具有更高的电容，例如在从5μF至8μF的范围内。在1kHz的信号频率下，8μF电容器的阻抗等效于20Ω电阻器。在10kHz的信号频率下，8μF电容器的阻抗为十分之一或更低，例如等效于2Ω电阻器。

为了实现可接受的SPL，则需要高电压来驱动压电扬声器，通常峰间电压为20V至30V。因此，驱动器的输出电流可能变得过高。例如，在10kHz的频率下以30V的峰间电压来驱动8μF负载会产生7.5A的峰值电流。与高电源电压相结合的这种高电流会导致驱动器中的高功耗，所述驱动器生成了热量并从未用于获得所需SPL的电源中汲取功率。

在这方面，如本领域已知的用于限制高音频频率下通过压电扬声器的电流的常用和应用技术是在驱动器和压电扬声器之间放置外部(串联)电阻器，如在图1中的其电子电路配置的示例所示。在图1中，电子电路包括：具有输入端、输出电压V_OUT和电源电压V_SUP的放大器3；具有电阻R_EXT的外部电阻器和负载2。在图1所示的示例中，放大器3包括接地的音频放大器，并且负载2包括具有电容C_PIEZO和压电电压V_PZ的压电扬声器，电容C_PIEZO也接地。在典型应用中，R_EXT在5Ω至10Ω的范围内。外部电阻器不仅限制了进入到负载2中的电流，而且还使放大器3减轻了一部分高功耗；相反，外部电阻器吸收高功耗。

图2示出了作为信号频率(横轴)的函数的功耗(纵轴)图，图示出了图1中描绘的电子电路配置的影响，其中电源电压V_SUP为10V，并且用7V的峰间电压(满量程为-3dB)驱动8μF的负载C_PIEZO。参见图2，虚线表示在没有外部电阻器的情况下放大器3中的总功耗，其中，如可以看出的，由于电容性负载，该功耗随着信号频率成比例地增加。点线表示放大器3和电阻R_EXT为5Ω的外部电阻器中的总功耗，其中，如可以看出的，在较高信号频率下，功耗受到限制。此外，点划线表示电阻R_EXT为5Ω的仅外部电阻器的功耗，其中，如可以看出的，这相当于虚线的总功耗的大约一半(在更高频率下甚至更多)，这意味着总功耗分散在放大器3和外部电阻器之间。

此外，如本领域中已知的，为了更进一步降低放大器3中的功耗，放大器3可以包括高效率放大器，例如G类或H类放大器，其通常用于压电驱动器。这种高效率放大器通常配备有例如DC-DC升压器或电荷泵，以将输出电压V_OUT增加到由压电扬声器负载所需的高电平。

通常，D类放大器实现了最高的效率。在许多(移动)应用中，D类放大器被应用在所谓的无滤波器配置中，其中扬声器被直接连接到放大器的开关输出节点。然而，这对于压电扬声器来说是不可能的，这是因为电容性阻抗会在开关输出信号的电压瞬变期间导致非常高的峰值电流。因此，仍然需要外部电阻器，这(几乎)使D类放大器的效率优势无效。

通过与压电扬声器串联的电感器可以实现甚至更优的效率。然而，在这种特定配置中仍然需要外部电阻器，以便抑制由电感器和压电扬声器所形成的LC谐振回路。这种特定配置的功耗将接近于图2中所示的点划线所呈现的功耗，这是因为可以使D类放大器中的功耗非常小。

本领域中用于降低功耗的一种替选技术是使用升压转换器拓扑来生成跨电容性负载的声音信号。这种配置具有额外的优势，即输出信号可以超过电源电压，从而更容易产生压电致动器所需的典型高输出电压。尽管这种配置允许在较高信号频率下的更多环路增益，但这种拓扑的非线性控制到输出特性限制了总谐波失真性能。

就此而言，在上述示例中，传统压电驱动器解决方案中的功耗被大量浪费。几乎所有的功率都在放大器3和外部电阻器中以热量的形式耗散，并且只有一小部分功率被转变为实际声音。在放大器3包括D类放大器的情况下，则几乎所有功率都在外部电阻器中耗散。

因此，本领域需要克服这些缺点，并提供一种技术来驱动压电扬声器和压电致动器而例如在外部电阻器中没有大的耗散，以提高整体功耗的效率。

本发明的实施例提供了一种用于高电容性负载的驱动器电路装置，其不存在外部电阻器，同时保持到压电扬声器的相同信号传递(STF)。本发明实施例中的功耗低于现有技术电路配置中的功耗，从而可以以更高的电压且在无过多功耗的情况下驱动更大的负载，例如电容性负载。

为了理解和描述本发明的实施例，考虑图3中所示的电子电路装置。在图3中，具有与图1所示的电子电路配置中相同功能的元件用相同的附图标记来指示，由此图3中的电子电路装置还包括电阻值为R_FB的反馈电阻器4，以及提供输入电流I_IN的输入源15。该装置中的放大器3是零任偶，即以在其输入端处具有零极子(nullator)且在其输出端处具有任意子(norator)的双端口网络形式的理论组件。零任偶表示理想的放大器，具有无限大的电流、电压、跨导增益和跨阻抗增益。在负反馈电路中，零任偶周围的电路以强制零任偶输入为零的方式来确定零任偶输出。在该电路装置中，放大器3的输入同相端和输出反相端接地，并且具有电阻值R_EXT的外部电阻器将负载2，例如具有电容C_PZ的压电电容器连接到放大器3的输出同相端。输入源15生成到放大器3的输入反相端的输入信号。经由反馈电阻器4来提供连接在放大器输出同相端和放大器输入反相端之间的电压反馈路径。从输入电流I_IN到输出电压V_O的传递与反馈电阻器4的值成比例，因此，阻抗可以定义为

其中ω是输入信号的频率。

虽然提供了电压反馈路径，但图3中的电子电路装置仍然等效于图1所示的电子电路配置，并且几乎所有的功率都在放大器3和外部电阻器中耗散。

为了去除外部电阻器，考虑另一种电子电路装置，如图4所示。在图4所示的电子电路装置中，不再存在外部电阻器，并且第二反馈路径已经以电阻值为R_CS的电流传感器电阻器6(接地)的形式被添加。输出电流IO也流经电流传感器电阻器6，由此跨电流传感器电阻器6的电压差被反馈回到放大器3的输入同相端中。

通过使电流传感器电阻器6的电阻R_CS等于图3中所示的电子电路装置中的外部电阻器的电阻R_EXT，图4中所示的电子电路装置的STF与图3中所示的第一电路装置相同。因此，图4中所示的电子电路装置中的输出阻抗现在等于

然而，电流传感器电阻器6中的功耗也与外部电阻器中的功耗相同，因为相同的电流流经相同的电阻。

为此，图5示出了根据本发明的实施例的用于驱动负载2的驱动器电路装置1的示意图。在该实施例中，驱动电路器装置1包括具有放大器输入端和放大器输出端的放大器3，其中在操作中输入信号被提供给放大器输入端，并且放大器输出端连接到负载2，负载2是电容性负载。类似于上述电路装置，输入信号可以由输入源15生成。作为非限制性示例，输入源15可以包括电流数模转换器、电压到电流转换器或电阻器。在图5中所示的实施例中，负载2接地。

在具体实施例中，负载2是具有大表面的压电驱动器。如上所述，例如显示屏的大表面改善了在较低音频下从电信号到SPL的传递，从而生成高质量的音频。在另外的具体实施例中，负载2是压电扬声器。同样如上所述，一种应用是将智能手机的显示屏用作扬声器，并通过将压电扬声器附接到例如智能手机显示屏的背面，可以有效地实施此应用。

在图5中所示的实施例中，驱动器电路装置1还包括双反馈配置，其中双反馈配置允许驱动器电路装置1中的电压反馈和电流反馈两者。双反馈配置包括反馈电阻器4，反馈电阻器4连接在放大器输出端和放大器输入端之间并提供电压反馈路径。换言之，出于电压反馈的目的，闭合反馈电路路径存在于放大器输出端和放大器输入端之间，并且反馈电阻器4具有电阻值R_FB，其被选择用于为放大器3提供期望的反馈回路。

双反馈配置还包括电流传感器反馈装置5，电流传感器反馈装置5提供从放大器输出端到放大器输入端的电流反馈路径。换言之，除了电压反馈路径之外，在放大器输出端和放大器输入端之间还另一闭合反馈电路路径，以用于电流反馈的目的。

电流传感器反馈装置5包括电流传感器电阻器6和电流反馈放大器7，电流传感器电阻器6连接在驱动器电路装置1的输出电流路径中，电流反馈放大器7具有连接到电流传感器电阻器6的输入端和连接到放大器输入端的输出端。在该实施例中，电流传感器电阻器6接地，并且输出电流I_O在驱动器电路装置1的输出电流路径上流动，并因此流经电流传感器电阻器6。输出电流放大器7包括输入反相端和输入同相端，由此该输入反相端和输入同相端两者都连接到电流传感器电阻器6，以放大由于输出电流I_O而引起的跨电流传感器电阻器的电压差并将其馈送回到放大器3的输入同相端中。

在图5所示的实施例中，电流传感器电阻器6具有等于R_EXT/N的电阻值，其中R_EXT是与驱动器电路装置1的预定信号传递函数相关联的输出阻抗值，并且N是电流反馈放大器7的放大因子。在本发明的实施例中，R_EXT的值类似于例如上面针对图1所描述的在现有技术的电子电阻中发现的位于放大器与例如压电扬声器之间的外部电阻器的电阻值。

由于电流传感器电阻器6具有除以N的电阻值R_EXT，跨电流传感器电阻器6的电压也除以N。这可以通过在被馈送到放大器3的输入同相端中之前在电流反馈路径中经由电流反馈放大器7插入增益N来进行校正以获得放大器输入端上的正确电压。

在这方面，当考虑图5中所示实施例中的驱动器电路装置1的输出阻抗时，这等于例如图1中所示的现有技术电路配置中的电阻值R_EXT。因此，图5实施例中的驱动器电路装置1的STF等于图1现有技术的电路配置的STF。然而，与图1现有技术的电路配置不同，驱动器电路装置1的输出阻抗不是物理电阻器，因此，其仅在电流传感器电阻器6上耗散功率，即降低了因子N。这导致驱动电路装置1能够以低外部阻抗和低功耗驱动负载2，例如高电容性负载。

更一般地说，本文所描述的本发明实施例都涉及用于驱动负载2的驱动器电路装置1，其包括：具有放大器输入端和放大器输出端的放大器3，并且放大器输出端连接到负载2，负载为电容性负载2；双反馈配置，包括反馈电阻器4和电流传感器反馈装置5，反馈电阻器4连接在放大器输出端和放大器输入端之间并提供电压反馈路径，电流传感器反馈装置5提供从放大器输出端到放大器输入端的电流反馈路径并且包括电流传感器电阻器6和电流反馈放大器7，电流传感器电阻器6连接在驱动器电路装置1的输出电流路径中，电流反馈放大器7具有连接到电流传感器电阻器6的输入端和连接到放大器输入端的输出端。

在另一实施例中，提供了用于驱动负载2的驱动器电路装置1，其包括：具有放大器输入端和放大器输出端的放大器3，并且放大器输出端连接到负载2，负载是电容性负载2；双反馈配置，包括反馈电阻器4和电流传感器反馈装置5，反馈电阻器4连接在放大器输出端和放大器输入端之间并提供电压反馈路径，电流传感器反馈装置5提供从放大器输出端到放大器输入端的电流反馈路径并且包括电流传感器电阻器6和电流反馈放大器7，电流传感器电阻器6连接在驱动器电路装置1的输出电流路径中，电流反馈放大器7具有连接到电流传感器电阻器6的输入和连接到放大器输入端的输出，其中，电流传感器电阻器6具有等于R_EXT/N的电阻值，其中R_EXT是与驱动器电路装置1的预定信号传递相关联的输出阻抗值，并且N是电流反馈放大器7的放大因子。这些实施例提供驱动器电路装置1，其在没有通常存在的(昂贵的)外部电阻器的情况下将放大器3中的功耗降低至少因子N倍，该因素N可以是数量级的。此外，驱动器电路装置1中的功耗低于现有技术电路配置中的功耗，从而可以以更高的电压且在无过多功耗的情况下驱动大负载，例如大电容性负载。

在图5)所示的又一实施例中，放大器输入端包括输入反相端(图中表示为-)和输入同相端(图中表示为+)，并且放大器输出端包括输出反相端(图中表示为-)和输出同相端(图中表示为+)，其中反馈电阻器4连接在输出同相端与输入反相端之间，并且电流传感器反馈装置5连接在输出反相端与输入同相端之间。或者说，该实施例中的放大器3是通用零任偶，即具有无限电流和电压增益的理想放大器，如上所述。

在本实施例中，在放大器输出同相端与输入反相端之间提供电压反馈路径，并且在放大器输出反相端与输入同相端之间提供电流反馈通路。

在这方面，例如将放大器3建模为零任偶，大大简化了对建模的分析，并且这导致驱动器电路装置1的简单设计和有效操作。

在示例性实施例中，输出阻抗值R_EXT具有介于5Ω至10Ω之间的值。输出阻抗值R_EXT与驱动器电路装置1的预定信号传递函数(STF)相关联，并且如图1中的示例电子电路配置中所解释的，采用外部电阻器是一种常用技术。选择介于5Ω至10Ω之间的电阻值将限制通过负载2(例如压电扬声器)的电流。因此，具有介于5Ω至10Ω之间的值的输出阻抗将产生与现有技术电路配置相同的STF。例如，如果图1中的电路配置包括具有5Ω电阻值的外部电阻器，则为驱动器电路装置1选择5Ω的输出阻抗值R_EXT以便为图1中的电路配置产生相同的STF。

在另一示例性实施例中，放大因子N具有介于10至1000之间的值，例如200。选择放大因子N使得因子R_EXT/N，即电流传感器电阻器6的电阻值，代表驱动器电路装置1中的信号电平和功耗之间的最佳平衡。换言之，放大因数N的值取决于电流反馈装置5的灵敏度和功耗之间的平衡。

作为非限制性示例，如果输出阻抗值R_EXT和放大因子N分别选择为5Ω和200，则电流传感器电阻器6具有等于25mΩ的电阻值R_EXT/N。在与具有例如5Ω电阻值的外部电阻器相比，这可以被认为是可以忽略不计的耗散，从而详细说明了驱动电路装置1的优点和低功耗的技术效果。

在另一示例性实施例中，电容性负载具有介于1μF至8μF之间的值。如上所述，为了使用例如智能手机的整个显示屏作为扬声器，压电致动器附接到显示屏的背面，由此这种压电致动器的电容范围介于5μF至8μF之间。以这种方式，通过在该实施例中允许电容性负载具有介于1μF至8μF之间的值，这代表了较大表面的压电扬声器，从而允许驱动器电路装置1能够进行这样的应用。

在图6所示的又一实施例中，作为图5所示实施例的替选，放大器输入端包括输入反相端和输入同相端，并且放大器输出端包括输出反相端和输出同相端，输入反相端接地，其中反馈电阻器4连接在输出同相端与输入反相端之间，并且电流传感器反馈装置5连接在输出反相端与输入反相端之间。

在图6所示的另一实施例中，电流反馈放大器7具有等于N/R_FB的二次倍增因子，R_FB是反馈电阻器4的值。在该实施例中，输入同相端接地。放大器3也是通用零任偶，即理想放大器，并且在形成于放大器3的输入反相端处的节点处实现电流注入反馈。在另外的实施例中，N具有介于10至1000之间的值，例如200，和/或电容性负载具有介于1μF至8μF之间的值。

为了详细说明该实施例，电流传感器电阻器6上的感测电压被放大了因子N/R_FB，转换为反馈电流，该反馈电流然后在输入反相端处被注入。以这种方式，电流注入路径与通过反馈电阻器4的电压反馈路径被提供给相同的虚拟节点。由于放大器3(零任偶)操作，本实施例中的电流反馈放大器7具有包括值1/R_FB的倍增因子，值1/R_FB取决于反馈电阻器4的值。

在图7所示的又一实施例中，放大器3是具有高侧功率FET 11和低侧功率FET 12的D类放大器，高侧功率FET 11连接到放大器输出端并经由高侧电流路径连接到电源电压，低侧功率FET 12连接到放大器输出端并经由低侧电流路径接地，其中高侧电流路径和低侧电流路径均设置有电流传感器反馈装置5、5'。进一步地，在本实施例中，反馈电阻器4连接在放大器输入端与输出端之间以提供电压反馈路径。如本领域技术人员已知的，D类放大器是作为“电子开关”而进行操作的电子放大器，并且如本文已经描述的，通过使用D类放大器可以实现最高效率。

在图7所示的实施例中，D类放大器3包括接收输入信号的输入端、缓冲器31、连接到信号发生器33的比较器32和输出级34，由此其特征的操作是本领域技术人员已知的。

在操作中，来自输出级34的输出信号经由高侧电流路径流经高侧功率FET 11，或经由低侧电流路径流经低侧电流FET 12。因此，在任何给定时间，只有高侧功率FET 11或低侧电流FET 12导通，并且这可以被视为D类放大器3的“电子开关”特征。以这种方式，功耗发生在高侧功率FET 11或低侧电流FET 12中，由此几乎不发生损耗。这提供了用于驱动器电路装置1的操作的高效率D类放大器3。

图8示出了图7所示的实施例中的驱动器电路装置1的功耗曲线图，其中电源电压V_SUP为10V，并且用7V的信号峰间幅度驱动8μF的负载。纵轴为功耗，而横轴为信号频率。在图8的图中，虚线呈现了通用D类放大器和5Ω外部电阻器的组合功耗，而点划线呈现了仅5Ω外部电阻器的功耗，并且实线呈现了图7的实施例中的双反馈配置的功耗。如可以看出的，双反馈配置的功耗在所示信号频率范围内要低得多。

图9示出了图7所示实施例中的驱动器电路装置1的STF，其中纵轴为峰间电压，而横轴为信号频率。虚线呈现了使用外部电阻器的示例性现有技术配置的STF，而连续线呈现了图7实施例中的双反馈配置的STF。如可以看出的，来自外部电阻器和双反馈配置的STF几乎相同，这说明了具有几乎相同STF的双反馈配置的技术效果。

图10示出了根据本发明的另一实施例的驱动器电路装置1的示意图。在该实施例中，放大器3是具有高侧功率FET 11和低侧功率FET 12的D类放大器，高侧功率FET 11连接到放大器输出端并经由高侧电流路径连接到电源电压，和低侧功率FET 12连接到放大器输出端并且经由低侧电流路径接地，电流传感器反馈装置5的电流传感器电阻器6串联设置在负载2与地之间。反馈电阻器4连接在放大器输出端与放大器输入端之间。

图10中所示的实施例呈现了图7中所示实施例的替选情况，其附加优点是其防止使用在高侧功率FET 11经由高侧电流路径和低侧功率FET 12经由低侧电流路径提供从放大器输出端到放大器输入端的电流反馈路径中的两个单独的测量。如果电流传感器电阻器6的值足够小(如上所述)，则对驱动负载2的操作的影响可以忽略不计。

在与图7和图10所示实施例相关的特定实施例中，D类放大器3包括一阶PWM反馈回路。一阶PWM反馈回路与由信号发生器33生成的脉冲信号有关，信号发生器33例如生成具有单个固定频率的锯齿信号。为了更好地放大输入信号以驱动负载2，提供了另一实施例，其中D类放大器3包括二阶或更高阶的PWM反馈回路。这允许例如使用变化的脉冲密度和德尔塔-西格玛(delta-sigma)调制，以生成用于驱动高侧功率FET11和低侧功率FET12的更复杂的信号。

在又一实施例中，驱动器电路装置1还包括连接在放大器输出端与负载2之间的外部电感器8。外部电感器8调谐外部电感器8和负载2的组合的频率响应，以提供到负载2的失真最小的信号。如果输入信号包括例如具有多种频率的音频信号，则这是特别有利的。

图11示出了根据本发明的另一方面的差分驱动装置的示意图。该另一方面涉及用于驱动具有两个端子的负载2的差分驱动装置，其包括用于两个端子中的每个端子的驱动器电路装置1。鉴于图11，特征20A和20B用于表示与上述图5至图7以及图10的实施例中所示的电路系统类似的电路系统，并且负载2的两个端子由V_PZA和V_PZB表示。该另一方面涉及桥接式负载(BTL)配置。这种差分驱动装置的输出阻抗等于

其中C_PZ是负载2的电容。

如本领域技术人员已知的，BTL配置允许输出例如两个放大器组合在一起以增加可用功率量。因此，关于本发明，图11中的BTL配置因此组合来自驱动器电路装置20A、20B的输出以驱动负载2。特别地，驱动器电路装置20A、20B具有不同的电压摆幅，例如正负电压摆幅。为此，在与图11中的该另一方面相关的另一实施例中，负载由相反相位的信号驱动，即从驱动器电路装置20A、20B呈现给负载2的信号是反相的。这允许负载2的最大输出，从允许差分驱动装置的最大效率。