具体实施方式

现在将参考附图更全面地描述示例实施方式。然而，示例实施方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的实施方式；相反，提供这些实施方式使得本发明将全面和完整，并将示例实施方式的构思全面地传达给本领域的技术人员。图中相同的附图标记表示相同或类似的结构，因而将省略它们的详细描述。

在介绍这里所描述和/或图示的要素/组成部分/等时，用语“一个”、“一”、“该”、“所述”和“至少一个”用以表示存在一个或多个要素/组成部分/等。术语“包含”、“包括”和“具有”用以表示开放式的包括在内的意思并且是指除了列出的要素/组成部分/等之外还可存在另外的要素/组成部分/等。此外，权利要求书中的术语“第一”、“第二”等仅作为标记使用，不是对其对象的数字限制。

以车载DC/DC转换器为例，本发明的一种电源拓扑见图1，其反向工作是指将低压侧(也即LV侧)电池的能量传递到高压侧(也即HV侧)。其中，该DC/DC转换器包括变压器T1，与变压器T1的原边连接的原边电路，与变压器T1的副边连接的副边电路；该原边电路包括与高压直流端并联的高压电容C1和两个桥臂，即由开关管Qp1和开关管Qp2串联连接形成的第一桥臂以及由开关管Qp3和开关管Qp4串联连接形成的第二桥臂，变压器的原边分别连接至第一桥臂的中点和第二桥臂的中点；该副边电路包括第一开关管SR1，第二开关管SR2，滤波电感L1以及低压电容C2，其中，变压器T1的副边包括第一端，第二端和第三端，第一开关管SR1的一端与第一端相连接，第二开关管SR2的一端与第三端相连接，第一开关管SR1的另一端与第二开关管SR2的另一端共同连接至低压电容C2的负端以及副边电路的直流输出负端，变压器副边的第二端通过滤波电感L1连接至低压电容C2的正端以及副边电路的直流输出正端。为了降低DC/DC转换器正向工作时副边开关管的电压尖峰，通常会分别在第一开关管SR1和第二开关管SR2的两端并联有源钳位电路，例如本实施例中，由钳位电容Cc1和开关Pmos1串联构成的钳位支路，以及由钳位电容Cc2和开关Pmos2串联构成的钳位支路。

图1所示的DC/DC转换器反向工作时的波形见图2。高压电容C1包含DC/DC转换器内部及高压母线上的电容，其容值很大。由于需要在短时间将电容C1上的电压从0V充电至高压锂电池电压值附近，所以在反向启机阶段，低压侧线路上会出现很大的电流。在同步整流开关管(即低压侧的开关管SR1和SR2)关断瞬间，同步整流开关管的两端(例如MOSFET的漏极和源极之间)会出现很大的电压尖峰。原因包含如下三个方面：a.低压侧漏感(变压器副边漏感及副边PCB漏感)能量会转移到钳位电容(即Cc1和Cc2)上；b.高压侧漏感(变压器原边漏感及原边PCB漏感)会阻止变压器原边电流(iT1_pri)快速上升，直至等于低压侧电感电流(iL1)经过变压器匝比折算到原边的电流值。在此期间，部分低压侧电流iL1将流至钳位电容；c.随着高压侧电压的升高，其折射到低压侧的平台电压也随之升高，而钳位电容的峰值电压包含该平台电压。考虑到钳位效果并非完全理想(钳位电容容值有限、PCB漏感、二极管正向导通延迟等)，同步整流开关管的电压尖峰一般略大于钳位电容的电压尖峰。为了保证同步整流开关管的尖峰电压不超标，通常会设定一个保守的低压侧电流值，因此变换器的反向充电能力受到限制。

为了便于描述，以下将DC/DC转换器的副边开关管(即低压侧开关管)的驱动信号定义为第一驱动信号，将DC/DC转换器的原边开关管(即高压侧开关管)的驱动信号定义为第二驱动信号。

如图3所示，本发明提供了一种DC/DC转换器的启动控制方法100，可用于DC/DC转换器的从低压侧向高压侧的启机过程。该启动控制方法100例如可包括：

S101、至少根据低压侧的开关管的尖峰电压参考值和尖峰电压检测值，确定一驱动信号；

S102、输出驱动信号至低压侧的开关管，以控制该开关管进行动作。

其中，在步骤S101中，确定驱动信号可以是确定第一驱动信号的占空比，也可以是确定第一驱动信号的频率。

接下来的实施例是以调节第一驱动信号的占空比为例进行说明。

如图4所示，其为本发明的DC/DC转换器在反向启机时的一个实施例的闭环控制框图。本发明的DC/DC转换器利用包括补偿器111、驱动发生器的启动控制系统，其中驱动发生器可包括一斜坡信号发生器112以及一比较器113，实现DC/DC转换器从低压侧向高压侧的反向启机过程。其中，补偿器111是用于至少接收所述低压侧的开关管的尖峰电压参考值Spike_ref和尖峰电压检测值Spike_measured，并至少根据尖峰电压参考值Spike_ref和尖峰电压检测值Spike_measured输出一调制信号Error_out。斜坡信号发生器112是用于输出一斜坡信号Ramp_out。比较器113是用于接收调制信号Error_out以及斜坡信号Ramp_out，并输出一第一驱动信号PWM_out，其中第一驱动信号PWM_out是输出至低压侧的开关管以控制低压侧的开关管进行动作，进而实现将低压侧的能量传输至高压侧。

在本实施例中，斜坡信号Ramp_out可以是锯齿波、三角波或者其他的波形，本发明并不加以限制。另外，补偿器111的内部可以包含一P调节器、PI调节器、PID调节器、PIR调节器或者非线性调节器等，其具体类型可根据实际情况进行选择。

在本发明的一实施例中，如图5所示，其为本发明的DC/DC转换器在反向启机时的一种闭环控制实施例，该尖峰电压参考值Spike_ref包括一第一阈值SR_OV(即过压点)以及一第二阈值SR_UV(即欠压点)，其中，所述第一阈值SR_OV大于所述第二阈值SR_UV。其中确定第一驱动信号PWM_out的占空比(Duty)是包括：当尖峰电压检测值Spike_measured大于等于该第一阈值SR_OV时，减小第一驱动信号PWM_out的占空比；当尖峰电压检测值Spike_measured小于等于该第二阈值SR_UV时，增大第一驱动信号PWM_out的占空比；当尖峰电压检测值Spike_measured处于二者中间时，既可以维持第一驱动信号PWM_out的占空比不变，也可以减小/增大第一驱动信号PWM_out的占空比，这并不作为对本发明的限制。因此，本发明图4所示的启动控制系统中的补偿器111用于：根据尖峰电压检测值Spike_measured与尖峰电压参考值(包括过压点及欠压点)之间的关系，调节其输出的调制信号Error_out的大小，以增大或减小第一驱动信号PWM_out的占空比，其中，当尖峰电压检测值Spike_measured大于等于该第一阈值SR_OV时，补偿器111是调节调制信号Error_out的大小，以减小第一驱动信号PWM_out的占空比；当尖峰电压检测值Spike_measured小于等于该第二阈值SR_UV时，补偿器111是调节调制信号Error_out的大小，以增大第一驱动信号PWM_out的占空比。

在本发明的另一实施例中，如图6所示，其为本发明的DC/DC转换器在反向启机时的另一种闭环控制实施例，对应的是只有一个参考值的情况，其中确定第一驱动信号PWM_out是包括：根据尖峰电压检测值Spike_measured和尖峰电压参考值Spike_ref，得到一电压误差值，该电压误差值通过一P调节器、PI调节器、PID调节器、PIR调节器或者非线性调节器等，得到调制信号Error_out，再由调制信号得到第一驱动信号，其调节过程为：当尖峰电压检测值Spike_measured大于尖峰电压参考值Spike_ref时，减小第一驱动信号PWM_out的占空比；当尖峰电压检测值Spike_measured小于尖峰电压参考值Spike_ref时，增大第一驱动信号PWM_out的占空比。因此，在图4中的补偿器111可以用于：根据尖峰电压参考值Spike_ref与尖峰电压检测值Spike_measured之间的电压误差值，调节调制信号Error_out的大小，进而调节第一驱动信号PWM_out的占空比：当尖峰电压检测值Spike_measured大于尖峰电压参考值Spike_ref时，通过调节调制信号Error_out的大小，以减小第一驱动信号PWM_out的占空比；当尖峰电压检测值Spike_measured小于尖峰电压参考值Spike_ref时，通过调节调制信号Error_out的大小，以增大第一驱动信号PWM_out的占空比。

值得注意的是，在图5和图6的实施例中，尖峰电压参考值可以是一恒定的数值，也可以是一变化的数值，例如以特定斜率线性增大的数值，或者台阶式跳变的数值。

在图4-6所示的实施例中，均只需检测开关管的尖峰电压信号，不需考虑低压侧电流，为了进一步提高系统的控制效果，避免启机过程中出现过流现象，在本发明的另一实施例中，该启动控制方法100还可根据低压侧的低压侧电流参考值和低压侧电流检测值，确定该第一驱动信号的占空比或频率。如图7所示，其为本发明的DC/DC转换器在反向启机时的另一实施例的闭环控制框图。在本实施例中，所述补偿器111还用于接收所述低压侧的低压侧电流参考值iLV_ref和低压侧电流检测值iLV_measured，并根据尖峰电压参考值Spike_ref、尖峰电压检测值Spike_measured、低压侧电流参考值iLV_ref和低压侧电流检测值iLV_measured输出调制信号Error_out。

相较于图4所示的实施例，本实施例新增了低压侧电流参考值iLV_ref和低压侧电流检测值iLV_measured作为补偿器111的输入。因此，本发明的实际应用可以分为两类：1.补偿器111可以只接收尖峰电压参考值Spike_ref和尖峰电压检测值Spike_measured两个变量，根据这两个变量来决定低压侧开关管的第一驱动信号PWM_out的占空比或频率大小；2.补偿器111接收尖峰电压参考值Spike_ref、尖峰电压检测值Spike_measured、低压侧电流参考值iLV_ref、低压侧电流检测值iLV_measured这四个变量，由它们共同决定低压侧开关管的第一驱动信号PWM_out的占空比或频率大小。

如图8所示，其为本发明的DC/DC转换器在反向启机时的另一种闭环控制实施例，在本实施例中，其中，确定第一驱动信号的占空比是包括：当尖峰电压检测值Spike_measured大于等于尖峰电压参考值Spike_ref时，降低低压侧电流参考值iLV_ref，以使第一驱动信号PWM_out的占空比减小。更为具体的，本实施例中，会将低压侧电流检测值iLV_measured与低压侧电流参考值iLV_ref进行比较，得到一电流误差值，并将电流误差值经过一调节器(例如P调节器，PI调节器或PIR调节器等)的闭环调节，得到第一驱动信号。在本实施例中，可以根据尖峰电压检测值与尖峰电压参考值，修正低压侧电流参考值iLV_ref。随着缓启动(soft start)结束，低压侧电流参考值iLV_ref随着高压侧电压的升高而线性降低。若低压侧的开关管的尖峰电压检测值Spike_measured超过了尖峰电压参考值Spike_ref，则立刻降低低压侧电流参考值iLV_ref，进而使得补偿器运算得出的调制信号Error_out发生变化，最终导致第一驱动信号PWM_out的占空比也随之降低。由于低压侧电流会跟随其参考值降低，开关管的尖峰电压检测值Spike_measured也将迅速回到尖峰电压参考值Spike_ref以下。因此，本发明图7所示的启动控制系统中的所述补偿器111可以用于：当尖峰电压检测值Spike_measured大于等于尖峰电压参考值Spike_ref时，通过降低低压侧电流参考值iLV_ref，调节调制信号Error_out，以使第一驱动信号的占空比减小。

在本发明的另一实施例中，为了确保反向启动过程中低压侧电流运行在安全范围内，还会在反向启机过程中增加限流措施，以减小低压侧供电设备的压力，如图9所示，其为本发明的DC/DC转换器在反向启机时的一种限流实施例。其中，设定一低压侧过流点iLV_OV(即低压侧电流参考值)，确定第一驱动信号的占空比是包括：当低压侧电流检测值iLV_measured大于或等于低压侧过流点时，控制第一驱动信号PWM_out的占空比减小。此实施例的工作原理是：当低压侧电流检测值iLV_measured大于或等于预设的低压侧电流参考值(即图中的iLV_OV)时，减小第一驱动信号PWM_out的占空比。当低压侧电流检测值iLV_measured小于预设的低压侧电流参考值(即图中的iLV_OV)时，由图5或图6的尖峰电压检测值和尖峰电压参考值来决定占空比的大小。因此，本发明图7所示的启动控制系统中的补偿器111还用于：当低压侧电流检测值大于或等于低压侧电流参考值时，调节调制信号Error_out的大小，以使第一驱动信号PWM_out的占空比减小。

在本发明的另一种实施例中，当DC/DC转换器为谐振型变换器时，还可以至少根据低压侧开关管的尖峰电压检测值和尖峰电压参考值，确定第一驱动信号的频率。在谐振型DC/DC变换器中，不同的开关频率对应了不同的增益(即输出电压与输入电压的比值)，因此在反向启动过程中，开关频率的大小决定了流过低压侧开关管的电流的大小，进而影响开关管关断时的尖峰电压的大小。鉴于此，本发明还可以通过比较低压侧开关管的尖峰电压检测值与预设的尖峰电压参考值的大小，来控制第一驱动信号的频率，具体的，当尖峰电压检测值大于或等于第一阈值时，增大第一驱动信号的频率；当尖峰电压检测值小于或等于第二阈值时，减小第一驱动信号的频率。进一步的，同样也可以结合低压侧电流检测值与低压侧电流参考值，对低压侧电流进行限幅，以保证在反向启动过程中，开关管的尖峰电压以及转换器的电流不超标。

如图10所示，其为本发明的DC/DC转换器在反向启机时的又一种闭环控制框图。在本实施例中，本发明的DC/DC转换器是利用包括补偿器111以及驱动发生器(包括一电压频率转换器114)的启动控制系统，可以实现从低压侧向高压侧的反向启机过程。其中，所述补偿器111是用于接收尖峰电压参考值Spike_ref和尖峰电压检测值Spike_measured，或者接收尖峰电压参考值Spike_ref、尖峰电压检测值Spike_measured、低压侧电流参考值iLV_ref和低压侧电流检测值iLV_measured，并据此输出调制信号Error_out。所述电压频率转换器114是用于接收所述调制信号Error_out，并输出第一驱动信号PWM_out，例如根据所述调制信号Error_out确定第一驱动信号PWM_out的频率，且所述第一驱动信号PWM_out是输出至低压侧的开关管以控制低压侧的开关管进行动作，进而实现将低压侧的能量传输至高压侧。

本发明的启动控制系统还可进一步包括尖峰电压检测单元，用于获取低压侧的开关管的尖峰电压检测值。

图1中的DC/DC转换器在正向启机的初始阶段，需要对有源钳位电容Cc1和Cc2进行预充，将其充电至高压侧输入电压经过变压器匝比折算到低压侧的电压值。但是受限于器件公差、环境温度等因素的影响，比如驱动器的延时特性、MOSFET的开通和关断特性、钳位电容的容值差异等，若预充结束后的钳位电容电压与预期值差别过大，则缓启动时刻，有源钳位电路内的开关管(图1所示的Pmos1和Pmos2)很可能出现大的电流冲击，从而导致整流开关管的尖峰超标。

如图11所示，本发明又提供一种DC/DC转换器的启动控制方法200，可用于DC/DC转换器的从高压侧向低压侧的启机过程。该启动控制方法200可包括：

S201、获取低压侧的开关管的尖峰电压检测值；

S202、根据尖峰电压检测值以及一预设电压，确定一驱动信号；

S203、输出驱动信号至高压侧的开关管，以对低压侧的开关管的钳位电容进行充电。

值得注意的是，在步骤S202中，确定驱动信号可以是确定第二驱动信号的占空比，也可以是确定第二驱动信号的频率。

以调节第二驱动信号的占空比为例，在给钳位电容进行预充电阶段，第二驱动信号的占空比是从0逐步增大，当相邻两次采样得到的尖峰电压检测值的差值达到(即大于或等于)一第一预设电压，则控制第二驱动信号的占空比不变，直至尖峰电压检测值达到(即大于或等于)一第二预设电压，停止输出第二驱动信号。

如图12所示，其为本发明的DC/DC转换器在正向启机时对钳位电容进行预充的控制框图。本发明的DC/DC转换器无需增加额外的预充电路，即可实现对低压侧开关管的钳位电容的预充电，并且能够精确控制其预充电压。在本发明的启动控制系统中，包含一微控制单元(MCU)211，该微控制单元211用于接收低压侧的开关管的尖峰电压检测值，并根据尖峰电压检测值以及一预设电压输出一第二驱动信号，其中第二驱动信号用于控制高压侧的开关管(例如图1中的Qp1～Qp4)进行动作，以对低压侧的开关管的钳位电容(例如图1中的电容Cc1和Cc2)进行充电。

在本发明的一实施例中，第二驱动信号可经由一驱动器212被传送至高压侧的开关管213，以对低压侧的开关管的钳位电容214进行充电。较佳地，该启动控制系统还可进一步包括尖峰电压检测单元215，用于获取低压侧的开关管的尖峰电压检测值，其可以间接等效为其两端的钳位电容的电压，用于参与反馈控制。

如图13所示，其为本发明的DC/DC转换器在正向启机时对钳位电容进行预充的一个实施例波形图。在图13中，从上到下依次为：第二驱动信号的波形，第二驱动信号经过驱动芯片后输出给高压侧开关管的实际驱动信号波形以及低压侧开关管的钳位电容的电压波形。其中，微控制单元在开始做预充时，发出的脉冲信号MCU PWM_out(即第二驱动信号)的占空比可以从0开始，同时检测低压侧开关管的尖峰电压。由于脉冲的宽度极低，高压侧的开关管一直处于截止状态，不会有能量传递到低压侧开关管的钳位电容。随后逐步增加脉冲信号MCU PWM_out的占空比，使高压侧的开关管从截止区进入线性区，钳位电容的电压会出现小幅的增加。直至两次相邻采样得到的尖峰电压检测值的差值达到第一预设电压，则MCU从此保持脉冲信号MCU PWM_out的占空比不变，持续给钳位电容充电，直至尖峰电压检测值达到第二预设电压，即可关闭第二驱动信号。该控制方式摆脱了器件的参数差异、温度变化等因素对于预充效果的影响，能够保证预充结果的一致性。

可以理解的是，关于本发明提到的有源钳位电容闭环预充的控制方法并不局限于上述的占空比控制，也可以是变频率控制。比如，在固定占空比的条件下，MCU可以根据检测到的低压侧开关管的尖峰电压实时调整第二驱动信号的频率。当识别到尖峰电压检测值开始按预设幅度(即第一预设电压)增加时，固定该第二驱动信号的频率。直至尖峰电压检测值到达第二预设电压时，停止发送第二驱动信号。值得注意的是，本发明的启动控制方法，不仅仅适用于图1所示的电路结构，在另外一些实施例中，DC/DC转换器的原边电路还可以是半桥结构，副边电路还可以是全桥结构，在又一些实施例中，该DC/DC转换器还可以是LLC或者CLLC等谐振型拓扑结构，本发明并不以此为限。

以下将结合图14～图20，详细说明本发明的开关管尖峰电压检测电路。

如图14所示，本发明的一种开关管尖峰电压检测电路主要包括整流单元191、电容分压单元192以及放电单元194。其中，整流单元191是接收一开关管两端的电压信号Vswitch并输出一整流信号。电容分压单元192包括串联连接的至少两个电容器，电容分压单元192接收整流信号并按照电容器的容值比例进行分压，输出一分压信号至例如一数字信号处理器(DSP)193以计算开关管的尖峰电压检测值。放电单元194与电容分压单元192并联连接。其中，电压信号例如可为图1中开关管SR1的电压信号和/或开关管SR2的电压信号。

在本发明中，整流单元191例如可包括整流二极管Dd，开关管两端的电压信号Vswitch是自整流二极管Dd的阳极端输入。该整流单元191可以将开关管的尖峰电压提取并传输至电容分压单元192。

在本发明中，电容分压单元192例如可包括串联连接的第一电容器Cd1和第二电容器Cd1，自第二电容器Cd2的两端输出分压信号。分压单元利用电容器，可以将开关管的尖峰电压保持住，并根据容值比例对尖峰电压进行分压，得到一个可被控制器接收的分压信号。电容器的数量，可根据实际情况进行选择。

在本发明中，放电单元194的结构可为如图15、图17、图19所示的结构，但不局限于此。

图15为本发明的开关管尖峰电压检测电路的一较佳实施例。其中，放电单元194包括一第一开关Qnmos与放电电阻Rd串联连接，且第一开关Qnmos的控制端进一步连接至数字信号处理器DSP。其中第一电容器Cd1和第二电容器Cd2优选C0G陶瓷电容，优选初始容差为1％或者5％精度。

图16为图15所示的实施例的工作波形：

1.在A阶段，当开关管的电压Vswitch超过第一电容器Cd1和第二电容器Cd2串联的电压总和时，会通过二极管Dd给第一电容器Cd1和第二电容器Cd2充电。当电压Vswitch上升至尖峰电压值Spike point后开始下降时，二极管Dd会截止关断。

2.在B阶段，第一电容器Cd1和第二电容器Cd2电压保持不变，DSP检测第二电容器Cd2的电压值，进而通过第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的容值比例关系，计算出第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的电压总和，该值非常接近尖峰电压值Spike point。若忽略PCB漏感的影响，第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的电压总和与尖峰电压值Spike point只相差二极管Dd的正向导通压降。

3.在C阶段，DSP使得第一开关Qnmos导通，进而通过放电电阻Rd给第一电容器Cd1和第二电容器Cd2放电，因此第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的电压逐渐下降。在C阶段结束时刻，第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的电压总和等于高压侧电压Vin通过变压器T1匝数比折算到低压侧的平台电压。

4.在D阶段，DSP使得第一开关Qnmos关断，放电电路被切断，因此第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的电压保持不变。

在D阶段，通过切断放电电路，使得第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的电压保持不变，一方面，可以在开关管下次关断时，即下一个尖峰电压检测周期内，使得第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的电压是从一个较高的平台电压上升到尖峰电压Spike point，从而缩短了检测时间。另一个方面，还可以用来校正第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的比例系数：在该阶段，DSP通过检测第二电容器Cd2的电压值，计算出第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的电压总和，进而计算得出低压侧的平台电压检测值，与此同时，若开关电源内部有精确的高压侧电压检测电路，则可以计算得到低压侧的平台电压实际值，进而根据低压侧的平台电压检测值和平台电压实际值，校正第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的比例系数。

图17为本发明的开关管尖峰电压检测电路的另一较佳实施例。其中所述放电单元194包括串联连接的两个放电电阻Rd1和Rd2，且所述两个放电电阻Rd1和Rd2的连接节点进一步连接至第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的连接节点。其中第一电容器Cd1和第二电容器Cd2优选C0G陶瓷电容，优选初始容差为1％或5％精度，两个放电电阻的优选容差为1％精度。在一个实施例中，通过选用高精度的放电电阻，可以平衡由于第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的容差导致的检测误差，进而提高检测精度。

图18为图17所示的实施例的工作波形：

1.在A阶段，当开关管的电压Vswitch超过第一电容器Cd1和第二电容器Cd2串联的电压总和时，会通过二极管Dd给第一电容器Cd1和第二电容器Cd2充电，当电压Vswitch上升至尖峰电压值Spike point后开始下降时，二极管Dd会截止关断。

2.在B阶段，第一电容器Cd1和第二电容器Cd2被放电电阻Rd1和Rd2放电。DSP可以在B阶段的初始时刻检测第二电容器Cd2的电压值，进而通过第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的容值比例关系，计算出第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的电压总和，该值较为接近开关管的尖峰电压值Spike point。若忽略PCB漏感及放电电阻Rd1和Rd2的放电影响，第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的电压总和与开关管的尖峰电压值Spike point只相差二极管Dd的正向导通压降。

3.在C阶段，第一电容器Cd1和第二电容器Cd2被放电电阻Rd1和Rd2持续进行放电。

与图15中的实施例相比，图17中的实施例不能校正第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的比例系数。所以第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的初始偏差以及温度漂移特性，放电电阻Rd1和Rd2的放电效应均可能会影响到图17实施例中尖峰电压检测结果的准确性。实际应用中，放电电阻Rd1和Rd2可以选用公差较小的型号，比如+/-0.1％的精度，并且可以通过适当降低放电电阻Rd1和Rd2的阻值，来补偿第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的初始偏差，进而得到较为准确的尖峰电压检测值。

图19为本发明的开关管尖峰电压检测电路的又一较佳实施例。其中，所述放电单元194包括一放电电阻Rd。其中第一电容器Cd1和第二电容器Cd2优选C0G陶瓷电容，优选初始容差为1％精度或5％精度。

图20为图19所示的实施例的工作波形：

1.在A阶段，当开关管电压Vswitch超过第一电容器Cd1和第二电容器Cd2串联电压总和时，会通过二极管Dd给第一电容器Cd1和第二电容器Cd2充电。当电压Vswitch达到尖峰电压值Spike point后开始下降时，二极管Dd会截止关断。

2.在B阶段，第一电容器Cd1和第二电容器Cd2被放电电阻Rd放电。DSP可以在B阶段的初始时刻检测第二电容器Cd2的电压值，进而通过第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的容值比例关系，计算出第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的电压总和，该值较为接近开关管的尖峰电压值Spike point。若忽略PCB漏感及放电电阻Rd的放电影响，第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的电压总和与开关管尖峰电压Spike point只相差二极管Dd的正向导通压降。

3.在C阶段，第一电容器Cd1和第二电容器Cd2被放电电阻Rd持续进行放电。

与图15中的实施例相比，图19中的实施例不能校正第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的比例系数。所以第一电容器Cd1和第二电容器Cd2的初始偏差以及温度漂移特性，放电电阻Rd的放电效应会影响到图19实施例中尖峰电压检测结果的准确性。

如图21所示，本发明还提供一种开关管尖峰电压检测方法300，其主要包括：

S301、配置开关管尖峰电压检测电路；

S302、在开关管关断期间内，当开关管两端的电压信号自尖峰电压值开始下降时，通过数字信号处理器计算开关管的尖峰电压检测值。

在本发明中，结合图15，所述开关管尖峰电压检测方法300还可包括：在一第一预设时刻，开通所述第一开关Qnmos，以使所述分压单元192通过所述放电单元194放电；在一第二预设时刻，关断所述第一开关Qnmos，以阻止所述放电单元194对分压单元192放电，进而使所述分压单元192上保持一个较高的平台电压。

本发明的DC/DC转换器的启动控制方法和系统，在保证开关管的电压应力不超标的前提下，可在反向启机时最大限度的提升其反向充电功率以及减小母线电容充电所需要的时间，并可在正向启机时对钳位电容做精细预充。

本发明的开关管尖峰电压检测电路和检测方法，通过采用电容分压器来检测开关管的电压应力。相较于传统的电阻分压器，电容分压器具有响应速度快，损耗小，抗干扰能力强等特点。在本发明中，电容分压器通过将开关管两端的电压按照容值比例关系进行分压，进而送给数字信号处理器进行检测，无需额外的RC电路进行滤波。

以上具体地示出和描述了本发明的示例性实施方式。应该理解，本发明不限于所公开的实施方式，相反，本发明意图涵盖包含在所附权利要求的精神和范围内的各种修改和等效布置。