具体实施方式

下面结合附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而非全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。在不冲突的情况下，下述各个实施例及其技术特征可以相互组合。

下面通过实施例，并结合附图来更清楚完整地说明本发明。

请参考图1，为本发明一实施例的信号转换器示意图。

该实施例中，所述信号转换器包括介质基板1和信号传输结构12，所述介质基板1包括相对的第一表面101和第二表面102(请参考图2)，所述共面波导结构12位于所述第一表面101上。

所述介质基板1为具有较好绝缘性、强度和热导率的材料制作成介质板。在一实施例中，所述介质基板1的厚度范围为10mm～20mm，室温弯曲强度范围为300MPa～310MPa,，室温热导率范围为25W/m·k～30W/m·k的氧化铝陶瓷。

在其他实施例中，所述介质基板1的制作材料还可以为高频罗杰斯板材、石榴石铁氧体和石英高频板材等，只要具有一定强度、热导率的绝缘材料即可。

所述信号传输结构12为平面结构，可以通过对形成于所述介质基板1表面的金属层刻蚀而成。信号传输结构12用于传输电信号。

所述信号传输结构12包括依次连接的传输微带线2、平衡-不平衡转换器3、差分微带线4、阻抗变换器5和宽带馈源6。请同时参考图4，图4为所述信号传输结构12的结构示意图，以进一步对所述信号传输结构12的具体结构进行详细描述。

所述信号传输结构12为平面结构，由各个不同形状功能的微带线构成，各个部分的厚度一致，可以为0.1mm～0.2mm。在一个实施例中，所述信号传输结构12内各部分的微带线厚度为0.127mm。

所述传输微带线2，包括第一端口201和第二端口202。所述传输微带线2的设计宽度取决于工作带宽内的介质基板1的介电常数和厚度，所述传输微带线2的微带线宽度W和阻抗的关系可由如下公式(1)推导：

式中Z₀为所述传输微带线2的导线阻抗，ε_r为所述介质基板1的介电常数，W为所述传输微带线2的微带线宽度，T为所述传输微带线2的厚度，H为所述介质基板1的厚度(请参考图3)。通过调整所述传输微带线2的宽度可以调整所述传输微带线2的阻抗。

在一个实施例中，所述传输微带线2导线的特征阻抗为50欧姆.

所述传输微带线2中的波导波长λ_g满足公式(2)：

公式(2)中，ε_r为所述介质基板1的介电常数，λ₀为波导波长。

所述信号传输结构12中，其他部分的微带线也满足上述工作(1)和(2)。

所述差分微带线4包括第一差分线401和第二差分线402，所述第一差分线401的一端连接所述传输微带线2的第二端口202，所述第二差分线402的一端通过所述平衡-不平衡转换器3连接至所述传输微带线2的第二端口202。

来自传输微带线2的信号通过平衡不平衡转换器3变成差分信号，信号从传输微带线2的第二端口202通过功率分配成两路输出，一路经过所述平衡-不平衡转换器3至所述第二差分线402，另一路直接输出第一差分线401，两路信号功率平均分配，但是由于平衡不平衡转换器3能够对信号相位进行延迟，使得第二差分线402内的信号与所述第一差分线401内的信号之间具有相位差。该实施例中，所述平衡-不平衡转换器3用于对传输微带线2至第二差分线402之间的信号进行相位延迟转换，使得第一差分线401和第二差分线402之间的信号相位相差180°，使得第一差分线401和第二差分线402内之间传输一对差分信号。

所述平衡-不平衡转换器3包括一段曲折且不封闭的微带线，请参考图5，该实施例中，所述平衡-不平衡转换器3为U形微带线，两个转换端之间具有信号缝隙304。

通过调整平衡-不平衡转换器3的U形部分的总长度，可以微调工作的中心频率，具体的，可以通过调整U形部分的两侧高度，将U形部分的总长度调整至工作中心频率对应波长的一半。相比于圆环形平衡-不平衡转换器，U形的平衡-不平衡转换器不需要负载电阻，省去负载电阻匹配调试步骤，调整差分输出端的线宽和线距，可以调整平衡-不平衡转换器3的微带线阻抗。

所述差分微带线4的第一差分线401和所述第二差分线402为两条平行设置的微带线，两者之间具有信号缝隙403。

在一实施例中，所述第一差分线401的宽度和所述第二差分线402导线的宽度范围为0.2mm～0.25mm，所述第一差分线401和所述第二差分线402之间的信号缝隙403的宽度范围为0.1mm～0.2mm，所述差分微带线4的所述信号缝隙403与所述平衡-不平衡转换器3的所述信号缝隙304连接为一体。

所述阻抗变换器5的一端与所述第一差分线401和所述第二差分线402远离所述传输微带线2的一端连接。

所述阻抗变换器5包括第一阻抗变换通道501、第二阻抗变换通道502(请参考图6)和信号缝隙503。第一阻抗变换通道501、第二阻抗变换通道502为1/4波长的微带线。

该实施例中，所述阻抗变换器5为阶梯式阻抗变换器。请参考图7，为阻抗变换器5的等效电路，第一和第二阻抗变换通道均由一段长度为四分之一波长，阻抗为Z₁的传输线构成，Z₀为输入阻抗，R_L为负载阻抗，满足公式(3)：

得到Z1后，可再由公式(1)得到阻抗变换器的微带线宽度。

在一实施例中，所述阻抗变换器5的第一和第二阻抗变换通道均为阶梯状，所述第一和第二阻抗变换通道的斜边504与阻抗变换通道长度方向的夹角范围为45°～60°，所述阻抗变换器5的所述信号缝隙503与所述差分微带线4的信号缝隙403、所述平衡-不平衡转换器3的信号缝隙304相互连通。

在其他实施例中，所述阻抗变换器5还可以采用其他结构类型的阻抗变换器，只要能够实现将差分微带线4内信号进行阻抗转换以更好的传输至负载宽带馈源6即可。

请一并参考图1和图8，所述宽带馈源6为一微带贴片，一端连接具有两通道的阻抗变换器5，阻抗变换器5输出的两路差分信号在宽带馈源6上形成射频电流，向空间辐射电磁场信号，可以激励波导内电磁场传输，且电磁场传输方向和宽带馈源6的平面垂直。

该实施例中，所述宽带馈源6的长度方向上具有相对的第一边界601和第二边界602，所述第一边界601连接至所述第一阻抗变换通道501和所述第二阻抗变换通道502；所述宽带馈源6的宽度方向上具有相对的第三边界603和第四边界604，所述第三边界603和第四边界604向所述宽带馈源内侧凹陷。

进一步的，所述第三边界603和第四边界604向所述宽带馈源内侧呈对称的弧形凹陷，用于扩展工作带宽。

所述第一边界601到所述第二边界602的距离为所述宽带馈源长度L，可根据公式(4)估算宽带馈源6的长度L：

其中，λ₀为波导波长，ε_r为所述介质基板的介电常数。

所述宽带馈源6的辐射电阻Rr，可根据公式(5)计算：

宽带馈源6的工作带宽F_W，可根据公式(6)计算：

其中，W₁为所述宽带馈源6的宽度，W₂为所述宽带馈源6的中间宽度，t/λ₀为所述介质基板厚度与自由空间波长之比，波长单位是米。

所述弧形凹陷的深度S决定宽带馈源6的谐振频率带宽，S越大，带宽越宽。优选的，S的深度选择小于等于宽带馈源6宽度W1的1/5，若弧形凹陷太深会引起多点谐振，影响带内平坦度。在工程应用中，可以先预设W1＝W2进行计算，后续调整工作带宽时通过调整弧形凹陷的圆弧半径，也就是改变W2宽度尺寸来实现。当工作带宽在76GHz到81GHz频段时，在一实施例中，所述弧形深度S的为0.22mm，弧形口的弧度为1.4rad，圆弧半径为0.65mm，此时带内的平坦性较好。

请参考图1和图3，所述信号转换器还包括金属接地贴片7，包括：第一金属接地贴片701、第二金属接地贴片702以及金属过孔8；所述第一金属接地贴片701位于所述介质基板1的第一表面101，所述第二金属接地贴片702位于所述介质基板的第二表面102，所述金属过孔8贯穿所述介质基板1，并电连接所述第一金属接地贴片701和所述第二金属接地贴片702；所述第一金属接地贴片701围设于所述信号传输结构12的沿信号传输方向的两侧以及宽带馈源6所在侧的外围，且与所述信号传输结构12之间具有信号缝隙10。通过调节所述信号缝隙10的宽度和信号传输结构12内的微带线的宽度可以调节所述微带线的阻抗，而调节微带线的长度则能够微调信号在微带线中的延迟时间。

所述第一金属接地贴片701和所述第二金属接地贴片702通过金属过孔8连接为一体，产生电磁屏蔽场，使传输信号更加聚拢于微带线，提高传输效率。

所述宽带馈源6的三面均围设有金属接地贴片，形成矩形波导接口，使宽带馈源6辐射的电磁场方向垂直于介质基板。

在一实施例中，所述第一金属接地贴片701和微带线的导电体厚度为0.1mm～0.2mm，较佳的可以为0.127mm，而对第二金属贴片702没有厚度要求。所述金属接地贴片可以采用铜、铝等金属材料。

金属过孔8可以是单排或多排，相邻金属过孔8之间的间距的选择应小于1/10中心工作波长。

上述实施例中，输入信号经所述传输微带线2送至所述第一差分线401和所述平衡-不平衡转换器3的第一转换端301，产生两路相位相差180°的差分信号，所述差分信号由所述差分微带线4传输至所述阻抗变换器5，由所述阻抗变换器5调节阻抗后传输至所述宽带馈源6形成射频电流，向矩形波导空间辐射电磁场信号。

根据任何两个存在压差的互相绝缘的导体之间都会形成分布电容的定律，宽带馈源6与第一金属接地贴片701，第二金属接地贴片702的导体之间产生分布电容效应，分布电容会使宽带馈源6的阻抗特性偏容抗，造成阻抗匹配困难，会使增加信号传输损耗。而差分微带线4和阻抗变换器5的电感分量可以用于抵消宽带馈源6的电容效应，从而降低信号传输的损耗，降低阻抗匹配难度。

请参考图9和图10，为本发明一实施例的微带线-波导转换装置示意图。

该实施例中，所述微带线-波导转换装置包括信号转换器9和波导10。

所述信号转换器9如上述实施例中所述，在此不再赘述。

该实施例中，所述波导10将所述信号转换器9产生的电磁场信号传输至负载。

所述波导10正交设置于所述介质基板1上，所述波导10可以是采用铝、铜、银等导电效率较好的导体加工而成，也可以用塑料结构加上表层镀银工艺形成，具有第一波导口1001和第二波导口1002。所述波导10的第一波导口1001与所述宽带馈源6周围的信号缝隙重合，第二波导口1002用于连接至负载端，具体的，第二波导口1002可以连接至波导天线端口，所述第二波导口1002可以为波导天线的一部分。该实施例中，所述波导10为矩形波导，所述第一波导口1001和第二波导口1002均为矩形。

所述波导10的第一波导口1001和宽带馈源6周围的信号隙缝重合度，决定电磁场信号传输效率，工程应用中应使加工精度保持在0.015毫米以内。在一个实施方式中，工作在76GHz到81GHz频段时，传输微带线2两侧的信号隙缝100设计尺寸为0.115毫米，阻抗变换器5和宽带馈源6周围的信号隙缝和波导口内径一致。

通过调整宽带馈源6在第一波导口1001中的位置可以调整装置的工作带宽，在本实施例中，第一波导口内径尺寸为宽1.353mm，长2.706mm，宽带馈源6在波导口平面中偏向信号输入端0.2mm时，装置工作带宽大于5GHz,工作在76GHz到81GHz频段。

以上装转装置可用于信号的双向传输，除了信号从传输微带线2输入，自宽带馈源6输出至波导10以外，电磁波还可以从第二波导口1002输入，波导中的电场到达第一波导口1001后耦合到宽带馈源6上，宽带馈源6输出相位相反的两路信号，再通过阻抗变换器5到达差分微带线4，差分信号连接到平衡-不平衡转换器3转换成单端不平衡信号至所述传输微带线2。

上述信号转换装置可应用于毫米波段的波导到微带线与微带线到波导之间的传输电路转换，也可以用于毫米波段测量设备的微带线到波导之间的转换元件，特别适用毫米波雷达的微带线到波导天线阵列的馈电转换结构。可以实现雷达工程和通信工程应用中收发信号的双向传输，实现结构简单适合批量产品生产，其工作频段宽，适用范围广泛。

以上所述仅为本申请的实施例，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，例如各实施例之间技术特征的相互结合，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。