具体实施方式

以下，一边参照附图，一边对本发明的优选实施方式进行说明。

图1表示将本发明的直流电源装置应用于将来自电池等直流电源的电源电压经由电源线缆供给到负载的电源供给系统的情况下的一实施方式的概略结构。

图1的电源供给系统将来自电池10的电源电压经由电源线缆11供给到本实施方式的直流电源装置20，直流电源装置20将输入的电压转换为与成为负载的电子设备相适合的电压而输出稳定的输出电压Vout，向负载流过电流Iout。在图1中，符号Lw表示电源线缆11具有的电感成分，符号RL表示成为负载的电子设备的等效电阻(负载电阻)。

本实施方式的直流电源装置20由经由电源线缆11控制来自电池10的电流的电流稳定化电路21和设置在电流稳定化电路21的后级的开关控制方式的DC-DC转换器22构成。虽然没有特别限制，但在电流稳定化电路21和DC-DC转换器22安装于印刷布线基板那样的1个基板上的情况下，电流稳定化电路21与DC-DC转换器22之间通过由形成于基板的2条印刷布线图案构成的电源线23连接。此外，上述电源线缆11包含PoC线缆那样的同时供给信号和电源的同轴线缆。

此外，以往，同轴线缆也是屏蔽线缆，因此不需要低传导噪声化，但PoC线缆同时供给数字影像等通信信号和电源，因此，需要低传导噪声化。因此，以往通过由电感器和电容器构成的滤波器等实现了低传导噪声化，但在本发明的直流电源装置中，不需要PoC线缆连接前的滤波器。

图2示出了DC-DC转换器22的具体电路示例。如图2所示，本实施例的DC-DC转换器22具有连接图1的电源线23的一对电压输入端子IN1、IN2、和一对电压输出端子OUT1、OUT2，在电压输出端子OUT1、OUT2连接有负载RL。另外，电压输入端子IN2与电压输出端子OUT2相互连接而与接地点连接，并且在电压输出端子OUT1与OUT2(接地点)之间连接有平滑用的电容器C1。并且，在电压输出端子OUT1与OUT2(接地点)之间连接有对DC-DC转换器的输出电压Vout进行分压的串联方式的泄放电阻Rb1、Rb2。

另外，DC-DC转换器22具备由在电压输入端子IN1与电压输出端子OUT1之间串联连接的P沟道型MOSFET(场效应晶体管)构成的作为开关元件的开关晶体管M1和电感器L1。并且，具备：同步整流晶体管M2，其在晶体管M1和电感器L1的连接节点N1与电压输出端子OUT2(接地点)之间连接；作为开关控制电路的逻辑电路LGC，其生成对上述晶体管M1、M2进行导通、断开控制的信号；以及误差放大器AMP1，其将由所述泄放电阻Rb1、Rb2进行了分压的电压作为反馈电压VFB，并连接反相输入端子。

对误差放大器AMP1的非反相输入端子施加参考电压Vref，误差放大器AMP1向逻辑电路LGC输出与反馈电压VFB与参考电压Vref的电位差相应的电压，逻辑电路LGC根据误差放大器AMP1的输出电压控制开关晶体管M1的导通时间，使M2断开，使M1导通，而向电感器L1流过电流从而蓄积了能量后，使M1断开，使M2导通，放出电感器L1的蓄积能量，向电压输出端子OUT1流过电流Iout，并且对输入电压进行转换而向负载供给直流电压。

关于本实施方式的DC-DC转换器22的逻辑电路LGC中的开关晶体管M1和M2的导通、断开控制方式，例如像日本特开2012-139023号公报所记载那样，以往提出了各种控制方式，在本实施方式的DC-DC转换器22中能够采用公知的控制方式来构成逻辑电路LGC，因此，省略具体例的说明。

此外，上述晶体管M1、M2、逻辑电路LGC、误差放大器AMP1也可以在1个半导体芯片上构成为半导体集成电路(IC)。

图3示出了电流稳定化电路21的第一实施方式。如图3所示，本实施方式的电流稳定化电路21具有：由PNP双极晶体管构成的电流控制用晶体管Q1，其设置在被施加经由电源线缆11从电池10供给的直流电压的电流输入端子IN与电流输出端子OUT之间；电阻R1，其被连接在该晶体管Q1的发射极端子与电流输入端子IN之间；运算放大器(运算放大电路)AMP2，其控制晶体管Q1；以及电压控制电压源电路VS1，其生成施加于该运算放大器AMP2的非反相输入端子的电压。对电阻R1使用电阻值为10Ω左右的低电阻值的元件。

另外，电流稳定化电路21具有设置在上述电流输出端子OUT与电压控制电压源电路VS1的负侧控制端子(-)之间的低通滤波器LPF。

电压控制电压源电路VS1具有一对控制端子(+)、(-)和一对输出端子，在输出端子间产生与控制端子(+)、(-)间的电位差相当的电压。由此，在本实施例中，将比电流输入端子IN的电位低相当于控制端子(+)、(-)间的电位差的电压量的电压施加到运算放大器AMP2的非反相输入端子。电压控制电压源电路VS1例如能够使用由运算放大器、晶体管等构成的公知的电压控制电压源。

低通滤波器LPF由在电流稳定化电路21的电流输出端子OUT与电压控制电压源电路VS1的负侧控制端子(-)之间连接的电阻R2、和在电压控制电压源电路VS1的负侧控制端子(-)与接地点之间连接的电容器C2构成，以去除电流输出端子OUT的电压变动成分中的、与后级的DC-DC转换器22的开关频率相当的高频成分，使与DC-DC转换器22的伺服频带(伺服控制频率)相当的低频成分通过的方式设定时间常数。

由此，低通滤波器LPF以如下方式工作：仅将伴随后级的DC-DC转换器22的伺服控制的电流输出端子OUT的电压变动经由电压控制电压源电路VS1传递到运算放大器AMP2，而不将伴随开关控制的电流输出端子OUT的电压变动传递到运算放大器AMP2。具体而言，例如在DC-DC转换器22的开关频率是2MHz，伺服控制频率是2.4kHz的情况下，使用电阻值是10数kΩ的元件作为电阻R2，使用电容值是数nF的元件作为电容器C2。此外，电流稳定化电路的伺服控制除了LPF以外，还由运算放大器的频带、电阻R1、电流稳定化电路输出端子的电容器等彼此牵扯而决定。LPF部负责副极，与频带本身相比，对相位余量起支配性作用。

另一方面，在电流稳定化电路21的电流输入端子IN与接地点之间存在串联连接的恒压源CVS1以及电阻R3，并连接有在电压控制电压源电路VS1的正侧控制端子(+)与接地点之间连接的用于降低噪声的电容器C3，并且恒压源CVS1与电阻R3的连接节点N3的电位被施加到电压控制电压源电路VS1的正侧控制端子(+)。具体而言，使用电阻值是数MΩ的元件作为电阻R3，使用电容值是数μF的元件作为电容器C3。

通过上述那样的结构，以使电流稳定化电路21的电流输入端子IN以及电压控制电压源电路VS1的正侧控制端子(+)的电位稳定化，并维持前后即电流输入端子IN与电流输出端子OUT之间的电位差的低频成分的方式进行动作。

图4表示简化了图3的电流稳定化电路21的变形例。在该变形例中，电流稳定化电路21的电流输入端子IN与接地点之间仅由电容器C3构成，恒压源CVS1被连接在运算放大器AMP2的非反相输入端子与低通滤波器LPF之间，噪声降低效果减少数dB左右，但获得与图3的电路大致同等的效果。另外，在图5中示出了在图3的电流稳定化电路21中与电阻R1串联地追加了磁珠BD的变形例。通过追加磁珠BD，能够将噪声降低效果进一步提高30dB左右。

另外，恒压源CVS1构成为产生与双极晶体管的集电极和发射极间电压VCE相当的电压(约0.2V)，由此，双极晶体管能够始终动作，并且通过构成为使所述电压小到0.2V左右，具有能够抑制双极晶体管的热损失，使晶体管所产生的损失成为最小限度这样的优点。另外，通过不使电压同时过小，而防止双极晶体管的寄生电容的增大。

若将流过电流控制用晶体管Q1的集电极电流设为Ic，将电流输入端子IN与电流输出端子OUT之间的电位差设为ΔV，则具有上述那样的结构的本实施方式的电流稳定化电路21以流过Ic＝(ΔV-CVS1)/R1所表示的电流的方式进行动作。

在此，如上所述，由于电流输入端子IN与电流输出端子OUT之间的电位差ΔV除去伴随DC-DC转换器22的动作的高频成分而维持低频成分，因此，不会将因DC-DC转换器22的开关动作而剧烈变动的电流输出端子OUT侧的电流变化传递至上游侧的电源线缆11，另一方面，能够流过按照伴随DC-DC转换器22的伺服控制的电流变化而变化的电流Ic。

如上所述，本实施方式的直流电源装置20通过DC-DC转换器22生成直流电压而供给到成为负载的设备，因此，与仅由线性调节器构成的直流电源装置相比，能够提高转换效率。另外，在DC-DC转换器22的前级设置有电流稳定化电路21，因此由DC-DC转换器22中的开关动作所产生的噪声难以传递到上游侧的电源线缆11，能够降低从电源线缆11泄漏的辐射噪声(辐射噪声)。另外，能够抑制电源线的辐射噪声，而不会因电池电压的变化而使效率大幅变化，或使调节器容易振荡，或使纹波电流增加。并且，能够通过电流稳定化电路21防止在电源接通时等额定以上的冲击电流流入负载。

在下面的表1中，示出了针对仅由DC-DC转换器构成的直流电源装置(DCDC)、在由DC-DC转换器构成的直流电源装置中组合了磁珠的情况(DCDC+磁珠)、由电流稳定化电路21和DC-DC转换器22构成的本实施方式的直流电源装置(DCDC+电流稳定化电路)、仅由线性调节器构成的直流电源装置(LDO)进行模拟而取得的转换效率、以及将由线间是0.5mm且长度是4m的平行线构成的线缆(UL标准AWG20)用作电源线并将开关频率设为2MHz的情况下的辐射噪声(距线缆3m的位置的磁场强度)的值。表1中的“差分”是以仅由DC-DC转换器构成的直流电源装置的效率和磁场为基准的情况下的相对值。此外，在上述模拟中，Vin＝5V，Vout＝1.8V，Iout＝200mA，fsw_dcdc＝2MHz。

[表1]

在图5中示出了在电流稳定化电路中装入了磁珠的情况，但在不设置电流稳定化电路而组合了磁珠的情况下，根据上述表1可知，辐射噪声的降低为3.62dB，几乎无法期待，并且仅由线性调节器构成的直流电源装置(LDO)虽然将辐射噪声降低接近200dB，但效率降低接近50％，然而通过使用本实施方式的直流电源装置，能够以13％的效率降低，将辐射噪声降低65dB以上，效率非常好。

另一方面，通过应用本实施方式，来自图案、线缆的辐射噪声降低，因此，为了避免组件内的高频噪声传播而排除的共用阻抗也能够在某种程度上容许。另外，例如在平行地铺设从共用的电源向设置于多个负载(电子设备)附近的DC-DC转换器分别供给电源的多条线缆的情况下，对为了使敏感的信号所通过的线材远离噪声源的图案而进行的复杂的造型进行量产管理的需要也减少，实现了组件的小型化和稳定性提高。并且，还能够在不改变基板的情况下改善EMI。

另外，车载系统那样的具有多个电子设备的系统随着高功能化而不断复杂化，存在线缆呈指数函数地增加的倾向，因此，抑制来自线缆的辐射噪声是紧迫的课题。如果使用本实施方式的直流电源装置，则能够在不使用构成尺寸大的铁氧体磁珠、PoC滤波器的部件的情况下降低来自电源线缆的辐射噪声，能够实现线缆的细长化。另外，如果使用实施方式的直流电源装置，则也能够抑制因电子设备的组件内的线缆的造型差而产生的噪声干扰故障，能够提高设备整体的可靠性。

然而，图3所示的电流稳定化电路21是对负载电流的变动幅度比较小的系统有效的电路，存在若负载电流的变动幅度大到某种程度则无法应对这样的课题。因此，接下来，对如下电流稳定化电路进行说明，该电流稳定化电路即使负载电流的变动幅度大到某种程度也能够应对，也就是说，即使在比较大电流时，在负载电流以高的频率变动的负载骤变时的情况下也能够流过恒定电流，在负载电流以比较低的频率变动的情况下发挥作为简单的电阻的作用。图6示出了具有这样的功能的电流稳定化电路21的具体的电路结构例(第二实施方式)。

如图6所示，第二实施方式的电流稳定化电路21能够将图3所示的第一实施方式的电流稳定化电路中的电阻R1和电阻R2设为可变，因此作为其一例，构成为能够与电阻R1并联地追加电阻R1a和电阻R1b(能够追加的数量不限于此)，通过降低电阻R1变化时的电压降低，能够在大电流时不饱和。此外，由于因电阻R1变化而导致伺服频带也变化，因此通过使低通滤波器LPF的电阻R2也同时变化而使伺服频带不变化。此外，为了生成切换信号，而连接将输出电流Iout转换为电压的电流检测电阻Rs。另外，由于使负载电流在切换电流值附近不频繁地反复进行切换动作，因此可以使逻辑电路具有迟滞性。另外，为了生成输入到控制用逻辑电路的电位，而连接在DC-DC转换器输出后将输出电流转换为电压的电流感测电阻Rs。

接着，对本发明的第三实施方式进行说明。在上述第二实施方式中，通过在晶体管开关中与电阻R1并联地追加电阻来抑制电压降低，但在该情况下伺服控制频带大幅变化，因此也需要该控制，由此电路变得繁杂。因此，在第三实施方式中，如图7所示，构成为并联设置多个电流稳定化电路21，并且设置切换单元(SW1、SW2)，与输出电流相应地切换切换单元，由此能够依次增加并联连接数。

此外，为了生成切换信号，连接将输出电流Iout转换为电压的电流检测电阻Rs。另外，由于使负载电流在切换电流值附近不频繁地反复进行切换动作，因此可以使逻辑电路具有迟滞性。根据上述那样的结构，在增大了负载电流的情况下，能够抑制串联电阻(在晶体管Q1的发射极端子与电流输入端子IN之间连接的电阻)处的电压降低。

(变形例)

接着，对上述实施方式的直流电源装置20的变形例进行说明。

如图8所示，本变形例在DC-DC转换器22的后级设置电流稳定化电路21。

一般情况下，在车载系统等中，以POL(Point Of Load)的考虑方式，希望在负载的附近放置电源，因此，在从DC-DC转换器到负载之间存在长的线缆或布线图案的系统较少，但也存在使用功率管理IC等来汇集电源，想要使占有面积最小化这样的需求，因此，根据应用的系统，充分考虑图8那样的结构的电源装置有效地进行工作的情况。

以上根据实施方式对由本发明人完成的发明进行了具体说明，但是本发明并不限定于所述实施方式。例如，在所述实施方式中，示出了作为构成电流稳定化电路21的晶体管而使用了双极晶体管的情况，但也可以代替双极晶体管而使用MOS晶体管。并且，在所述实施方式中，对将本发明应用于使用同步整流方式的DC-DC转换器作为DC-DC转换器22的直流电源装置的情况进行了说明，但本发明也能够应用于代替图2的开关晶体管M2而使用了二极管的非同步整流方式的DC-D转换器的直流电源装置。

另外，在图2的实施例中，示出了应用于电压模式控制的DC-DC转换器的情况，但并不限定于此，也可以是电流模式控制或迟滞性控制的DC-DC转换器。

并且，在所述实施方式中，对将本发明应用于将非绝缘型的DC-DC转换器作为直流电源装置的系统的情况进行了说明，但本发明也能够应用于将具备变压器而对流过一次侧绕组的电流进行开关控制的绝缘型的DC-DC转换器作为直流电源装置的系统。

另外，在所述实施方式中，对使用电源线缆作为从电池向负载供给电源电压的电源线的系统进行了说明，但也能够应用于将在印刷布线基板那样的基板上形成的布线图案作为电源线向负载供给电源电压的系统。

此外，本发明的电流稳定化电路21对于进行开关动作而急剧地进行电流变化的情况全部有效，例如图9所示，还能够应用于降低来自向开关方式的电动机驱动器(M1-M4)供给电源的电源线缆的辐射噪声、降低来自向D级放大器供给电源的电源线缆的辐射噪声。