一种同步整流开关控制电路
阅读说明：本技术 一种同步整流开关控制电路 (Synchronous rectification switch control circuit ) 是由 夏云凯 雷晗 施国民 于 2021-08-16 设计创作，主要内容包括：本发明公开一种同步整流开关控制电路,此电路为同步功率MOSFET提供栅极驱动信号。本发明包含同步功率MOSFET漏源电压斜率检测电路、开启检测电路、关断检测电路和逻辑控制电路,其中同步功率MOSFET漏源电压斜率检测电路、开启检测电路、关断检测电路的输出端分别与逻辑控制电路的输入端独立连接,所述逻辑控制电路的输出端连接同步功率MOSFET的栅极。本发明采用的电路结构,既实现了同步功率MOSFET的精确开启和关断,开启时为变压器退磁提供电流通路,关断时防止同步电路的溃通。同时本发明还防止变压器退磁结束后由于系统谐振导致的同步功率MOSFET异常开启,保证了同步功率MOSFET工作的高效率和高可靠性。(The invention discloses a synchronous rectification switch control circuit which provides a grid drive signal for a synchronous power MOSFET. The invention comprises a synchronous power MOSFET drain-source voltage slope detection circuit, a start detection circuit, a turn-off detection circuit and a logic control circuit, wherein the output ends of the synchronous power MOSFET drain-source voltage slope detection circuit, the start detection circuit and the turn-off detection circuit are respectively and independently connected with the input end of the logic control circuit, and the output end of the logic control circuit is connected with the grid electrode of the synchronous power MOSFET. The circuit structure adopted by the invention not only realizes the accurate turn-on and turn-off of the synchronous power MOSFET, but also provides a current path for the demagnetization of the transformer when the synchronous power MOSFET is turned on, and prevents the breakdown of the synchronous circuit when the synchronous power MOSFET is turned off. Meanwhile, the invention also prevents the abnormal opening of the synchronous power MOSFET caused by system resonance after the demagnetization of the transformer is finished, thereby ensuring the high efficiency and the high reliability of the work of the synchronous power MOSFET.)
技术领域
一种同步整流开关控制电路，属于电子技术领域，特别适合集成于同步整流芯片中。
背景技术
在传统的次级整流电路中，如图1所示，肖特基二极管是低电压、大电流应用的首选。但是，随着功率的不断加大，在低电压、大电流的应用中，肖特基二极管对于效率的提升已经有限。特别是针对人们日益增强的环保需求，美国和欧盟先后推出的六级能耗标准对电源充电器和适配器等电源产品在待机功率和工作效率方面提出更高的要求。
由于功率MOSFET的导通电阻低，工艺成熟等特点，使得在次级整流电路中选用同步整流技术替代肖特基二极管成为一种不可阻挡趋势。
在低电压、大电流的应用中，同步整流技术有明显优势。功率MOSFET导通电流能力强，次级整流的电压降等于功率MOSFET的导通压降，由MOSFET的导通电阻决定，功率MOSFET的导通电阻低，导通损耗就小，而且控制技术的进步也降低了功率MOSFET的开关损耗。
但是，在采用驱动功率MOSFET的同步整流电路中，由于同步电路是一个被动工作的模式。所以，如何准确的控制功率MOSFET的开启和关断成为影响同步整流系统工作效率和稳定性的关键因素。功率MOSFET在变压器退磁时刻开启，在退磁结束时刻关断是最理想的情况。但是，在实际的系统应用中，如何尽可能的做到这一点，成为电路工程师们的一道难题。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种同步整流开关控制电路，可以实现同步功率MOSFET的精确开启和关断。开启时为变压器退磁提供电流通路，关断时防止同步功率MOSFET的溃通。同时本发明还可以防止变压器退磁结束后由于系统谐振导致的同步功率MOSFET异常开启，保证了同步功率MOSFET工作的高效率和高可靠性。
具体的，本发明公开了一种同步整流开关控制电路，其包含同步功率MOSFET漏源电压斜率检测电路、开启检测电路、关断检测电路和逻辑控制电路；
其中同步功率MOSFET漏源电压斜率检测电路、开启检测电路、关断检测电路的输出端分别与逻辑控制电路的输入端独立连接，所述逻辑控制电路的输出端连接同步功率MOSFET的栅极。
进一步地，所述同步功率MOSFET漏源电压斜率检测电路为同步功率MOSFET开启进行准备动作，用于检测同步功率MOSFET漏源电压的变化斜率，并将检测到的信号进行锁存；
所述开启检测电路用于控制同步功率MOSFET的开启检测；
所述关断检测电路用于控制同步功率MOSFET的关断检测；
所述逻辑控制电路将接收到的开启和关断信号进行逻辑运算，然后控制同步功率MOSFET的开启和关断；若同步功率MOSFET漏源电压在设定时间内变化斜率大于设定阈值，则开启同步功率MOSFET；反之，若同步功率MOSFET漏源电压在设定时间内变化斜率小于设定阈值，则关断同步功率MOSFET。
进一步地，所述同步功率MOSFET漏源电压斜率检测电路包含第一比较器、第二比较器、第三比较器、电流源、PMOS管、NMOS管、电容、第一两输入或非门、第一反相器、第二反相器和第一RS触发器；
所述第一比较器的正向输入端接同步功率MOSFET漏源电压，负向输入端接第一参考电压；所述第一比较器的输出端接所述第一两输入或非门其中的一个输入端和第二反相器的输入端；
所述第二比较器的正向输入端接第二参考电压，负向输入端接同步功率MOSFET漏源电压；所述第二比较器的输出端接所述第一两输入或非门的另一个输入端；
所述第一两输入或非门的输出端接第一反相器的输入端，第一反相器的输出端接PMOS管和NMOS管的栅极；
所述电流源正端接电源VCC，负端接PMOS管的源极；
所述PMOS管的漏极接NMOS管的漏极和电容的正极；
所述NMOS管的源极接地，所述电容的负极也接地；
所述第三比较器的正向输入端接所述电容的正极，负向输入端接第三参考电压，所述第三比较器的输出端接所述第一RS触发器的置位端；
所述第一RS触发器的复位端接所述第二反相器的输出端，所述第一RS触发器的输出端接所述逻辑控制电路。
进一步地，所述开启检测电路包含第四比较器；
所述第四比较器的正向输入端接同步功率MOSFET漏源电压，负向输入端接第四参考电压；所述第四比较器的输出端接所述逻辑控制电路。
进一步地，所述关断检测电路包含第五比较器；
所述第五比较器的正向输入端接第五参考电压，负向输入端接同步功率MOSFET漏源电压；所述第五比较器的输出端接所述逻辑控制电路。
进一步地，所述逻辑控制电路包含第二两输入或非门和第二RS触发器。
所述第二两输入或非门的一端接第一RS触发器RS1的输出端，另一端接第四比较器的输出端；
所述第二两输入或非门的输出接所述第二RS触发器的置位端，用于控制同步功率MOSFET的开启；
所述第二RS触发器的复位端接第五比较器的输出端，用于控制同步功率MOSFET的关断；
所述第二RS触发器的输出端用于驱动同步功率MOSFET的栅极，控制同步功率MOSFET的开启和关断。
进一步地，所述第一参考电压用于设定同步功率MOSFET漏源电压下降斜率检测的起始点，所述第二参考电压用于设定同步功率MOSFET漏源电压下降斜率检测的终止点。
进一步地，所述同步功率MOSFET漏源电压斜率检测电路中电流源、电容和第三参考电压共同设定所述同步功率MOSFET漏源电压下降的斜率阈值。
进一步地，所述第一RS触发器用于将检测到的所述同步功率MOSFET漏源电压的变化斜率信号进行锁存。
进一步地，所述第四参考电压用于设定同步功率MOSFET开启的阈值点。
进一步地，所述第五参考电压用于设定同步功率MOSFET关断的阈值点。
进一步地，若所述同步功率MOSFET漏源电压下降斜率大于设定阈值，则所述逻辑控制电路传递开启检测电路检测到的开启信号至第二RS触发器的置位端，开启同步功率MOSFET；
若所述同步功率MOSFET漏源电压下降斜率小于设定阈值，则屏蔽开启检测电路的输出，保持第二RS触发器的输出处于关断同步功率MOSFET的状态；
所述逻辑控制电路传递关断检测电路的关断信号至第二RS触发器的复位端，关断同步功率MOSFET。
本发明采用的电路结构，既实现了同步功率MOSFET的精确开启和关断，开启时为变压器退磁提供电流通路，关断时防止同步电路的溃通。同时本发明还防止变压器退磁结束后由于系统谐振导致的同步功率MOSFET异常开启，保证了同步功率MOSFET工作的高效率和高可靠性。
附图说明
图1为传统采用肖特基二极管作为整流电路的电路图；
图2为反激电源中采用Tdelay屏蔽退磁结束后谐振波形开启同步功率MOSFET的电路图；
图3为反激电源中采用Tdelay屏蔽退磁结束后谐振波形开启同步功率MOSFET栅极驱动波形图；
图4为本发明所示的同步整流开关的开启检测电路图；
图5为反激电源中采用本发明后的同步功率MOSFET栅极驱动波形图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点表达得更加清楚明白，下面结合附图及具体实施例对本发明再作进一步详细的说明。
首先，对本发明所涉及的专业术语进行说明：
PMOS：P-channel metal oxide semiconductor FET，P沟道金属氧化物半导体场效应晶体管；
NMOS:N-channel metal oxide semiconductor FET，N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管。
本发明的一种同步整流开关控制电路，通过检测同步功率MOSFET的Vds电压在设定时间段的下降斜率来判断当前周期是否打开同步功率MOSFET。
传统采用肖特基二极管作为整流器件时，变压器退磁时，肖特基二极管正向导通；变压器退磁结束后，系统呈阻尼谐振，肖特基二极管反向截止。
在同步整流的应用中，采用功率MOSFET代替肖特基二极管后，退磁时，功率MOSFET的Vds电压急速下降至负电压，采用设定的负电压阈值(一般在-100mV左右)来开启功率MOSFET；功率MOSFET打开后，由于导通电阻小，功率MOSFET的压降也就很小，损耗就小，所以同步电路的效率就高。随着退磁电流的减小，功率MOSFET上压降也会随之降低，当降低到一定程度时(一般是-5mV左右)，功率MOSFET被关断，一个周期的同步整流结束，进入下一个周期。
在实际的电路设计上，当退磁结束以后，电源系统由于寄生效应开始谐振，这时就需要屏蔽谐振周期中异常开启，防止变压器溃通，影响系统的正常工作。
在当前的绝大多数电路中，如图2所示，通过将Vds和开启负电压(通常-100mV左右)进行比较输出，设定延迟一定的时间(通常是100ns左右)，然后再开启功率MOSFET，波形如图3所示，这样可以有效地屏蔽谐振引起的功率MOSFET异常开启。但是，采用这种方式的结果是，功率MOSFET的正常开启也会被屏蔽100ns左右，无形中降低了系统的工作效率。而且，对于不同的电路系统，谐振的频率也不一样，设定的延迟时间(通常是100ns左右)也不可能兼容所有的系统，所以这样虽然简单，弊病也显而易见。
为改善这一状况，特提出本发明所示的一种同步整流开关控制电路，通过检测设定时间段同步功率MOSFET的Vds电压的下降斜率来判断是否打开同步功率MOSFET，具体电路如图4所示。
如图4所示，本发明包含同步功率MOSFET漏源电压Vds斜率检测电路10、开启检测电路20、关断检测电路30和逻辑输出电路40。其中同步功率MOSFET漏源电压斜率检测电路10、开启检测电路20、关断检测电路30的输出端分别与逻辑控制电路40的输入端独立连接，逻辑控制电路的输出端连接同步功率MOSFET的栅极。
其中，Vds斜率检测电路10为同步功率MOSFET开启进行准备动作，用于检测同步功率MOSFET的Vds变化斜率，并将检测到的信号进行锁存。若同步功率MOSFET的Vds在设定时间内变化斜率大于设定阈值，则开启同步功率MOSFET；反之，若同步功率MOSFET的Vds在设定时间内变化斜率小于设定阈值，则关断同步功率MOSFET。
开启检测电路20用于检测同步功率MOSFET是否需要开启，参考电压vref4用于设定同步功率MOSFET开启的阈值点，此电压一般为负电压(-100mV左右)，表示同步功率MOSFET管有开启需求。
关断检测电路30用于检测同步功率MOSFET是否关断，参考电压vref5用于设定同步功率MOSFET关断的阈值点，此电压一般为负电压(-5mV左右)或者零电压，表示同步功率MOSFET管有关断需求。
逻辑控制电路40用于对Vds斜率检测电路10、开启检测电路20和关断检测电路30的输出信号进行逻辑运算，输出驱动同步功率MOSFET的栅极，控制同步功率MOSFET的开启和关断。
Vds斜率检测电路10包含第一比较器comp1、第二比较器comp2、第三比较器comp3、电流源Idc、PMOS管PM0、NMOS管NM0、电容C、第一两输入或非门nor2_1、第一反相器inv1、第二反相器inv2和第一RS触发器RS1。第一比较器comp1的正向输入端接Vds，负向输入端接参考电压Vref1；第一比较器comp1的输出端接第一两输入或非门nor2_1其中的一个输入端和第二反相器inv2的输入。第二比较器comp2的正向输入端接参考电压Vref2，负向输入端接Vds；第二比较器comp2的输出端接第一两输入或非门nor2_1的另一个输入端。第一两输入或非门nor2_1的输出接第一反相器inv1的输入，第一反相器inv1的输出接PMOS管PM0和NMOS管NM0的栅极。电流源Idc正端接电源VCC，负端接PMOS管PM0的源极。PMOS管PM0的漏极接NMOS管NM0的漏极和电容C的正极。NMOS管NM0的源极接地，电容C的负极也接地。第三比较器comp3的正向输入端接电容C的正极，负向输入端接参考电压Vref3，第三比较器comp3的输出接第一RS触发器RS1的置位端S。第一RS触发器RS1的复位端R接第二反相器inv2的输出，第一RS触发器RS1的输出接逻辑控制电路40。
开启检测电路20包含第四比较器comp4。第四比较器comp4的正向输入端接Vds，负向输入端接参考电压Vref4。第四比较器comp4的输出端接逻辑控制电路40。
关断检测电路30包含第五比较器comp5。第五比较器comp5的正向输入端接参考电压Vref5，负向输入端接Vds；第五比较器comp5的输出端接逻辑控制电路40。
逻辑控制电路40包含第二两输入或非门nor2_2和第二RS触发器RS2。第二两输入或非门nor2_2的一端接Vds斜率检测电路10的输出，即第一RS触发器RS1的输出，另一端接第四比较器comp4的输出。第二两输入或非门nor2_2的输出接第二RS触发器RS2的置位端S，用于控制同步功率MOSFET的开启。第二RS触发器RS2的复位端R接第五比较器comp5的输出，用于控制同步功率MOSFET的关断。第二RS触发器RS2的输出用于驱动同步功率MOSFET的栅极，控制同步功率MOSFET的开启和关断。
通过检测同步功率MOSFET漏源电压Vds的下降斜率来判断当前周期是否打开同步功率MOSFET。
其中，Vds斜率检测电路10为同步功率MOSFET开启进行准备动作，其提供了Vds电压下降斜率检测的时间段。其中Vref1设定了Vds电压下降斜率检测的起始点，Vref2设定了Vds电压下降斜率检测的终止点，其中Vref1必须高于Vref2。Vds斜率检测电路10通过电流源Ids、电容C和参考电压Vref3共同设定了同步功率MOSFET的Vds电压下降的斜率阈值。
第一RS触发器RS1用于将检测到的Vds变化斜率信号进行锁存。若Vds下降斜率较快，Vds在从Vref1降低至Vref2的时间内，电容C上的电压不会超过参考电压Vref3，第一RS触发器输出被锁存为低；若Vds下降斜率较缓，Vds在从Vref1降低至Vref2的时间内，电容C上的电压超过参考电压Vref3，第一RS触发器被锁存为高。另外的，通过第一比较器comp1来作为第一RS触发器RS1的复位端，以保证每一个开关周期都可以被检测到。
若Vds下降斜率较快，则判断为同步功率MOSFET的正常需求，可以传递开启检测电路20检测到的开启信号至第二RS触发器的置位端S，开启同步功率MOSFET；若Vds下降较慢，则判断为同步功率MOSFET的异常需求，禁止传递开启检测电路20检测到的开启信号，即屏蔽开启检测电路20的输出，保持第二RS触发器RS2的输出处于关断同步功率MOSFET的状态。
同时，逻辑控制电路40也传递关断检测电路30的关断信号至第二RS触发器的复位端R，关断同步功率MOSFET。
具体的，图5给出了采用本发明电路后的工作波形图。变压器退磁时，功率MOSFET的Vds电压急速下降至负电压，一般在10ns内就可以下降几伏。而在变压器退磁谐振时，Vds的下降斜率要缓得多。本发明正是利用这一特点，采用检测斜率的方式来判断当前Vds的下降是退磁还是退磁后的谐振。Vds从Vref1降低到Vref2的最大时间为从Vds低于Vref1开始计时，在Vds低于Vref2结束计时。如果在T这段时间内，电容C上的电压低于Vref3，则认为该Vds的下降是由退磁引起的，第一RS触发器RS1的输出被锁存为低，在接着的Vds低于Vref4时功率MOSFET将会打开；反之如果在T这段时间内，电容C上的电压高于Vref3，则认为该Vds的下降是由退磁后的谐振引起的，第一RS触发器RS1的输出被置位为高，即使接着Vds低于了Vref4，功率MOSFET也不会打开。
等效的，即为Vds识别退磁还是谐振的最大斜率，这一斜率也可以表示为
本发明采用的电路结构，既实现了同步功率MOSFET的精确开启和关断，开启时为变压器退磁提供电流通路，关断时防止同步电路的溃通。同时本发明还防止变压器退磁结束后由于系统谐振导致的同步功率MOSFET异常开启，保证了同步功率MOSFET工作的高效率和高可靠性。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。