包括有源非耗散箝位电路以及相应控制器的功率转换器
阅读说明：本技术 包括有源非耗散箝位电路以及相应控制器的功率转换器 (Power converter including active non-dissipative clamp circuit and corresponding controller ) 是由 A·B·奥德尔 R·杜夫尼亚克 于 2019-12-12 设计创作，主要内容包括：一种用于功率转换器(100)的控制器。所述控制器包括控制电路,所述控制电路被耦合以接收表示所述功率转换器的输入电压(VIN)的输入线电压感测信号(149)。所述控制电路被配置为响应于表示所述功率转换器的输出的请求信号(135)而生成控制信号。响应于所述输入线电压感测信号(149),所述控制信号表示在箝位开关(108)的接通之后接通功率开关(SI)的延迟时间。所述控制电路还可以生成箝位驱动信号以控制箝位驱动器,并且驱动电路被配置为生成驱动信号以控制所述功率开关以将能量从所述功率转换器的输入传递到所述功率转换器的所述输出。(A controller for a power converter (100). The controller includes a control circuit coupled to receive an input line voltage sense signal (149) representative of an input Voltage (VIN) of the power converter. The control circuit is configured to generate a control signal in response to a request signal (135) representative of an output of the power converter. In response to the input line voltage sense signal (149), the control signal represents a delay time to turn on the power Switch (SI) after the turn on of the clamp switch (108). The control circuit may also generate a clamp drive signal to control a clamp driver, and a drive circuit is configured to generate a drive signal to control the power switch to transfer energy from an input of the power converter to the output of the power converter.)
具体实施方式
本文描述了可以响应于线输入电压从不连续传导操作模式转变到连续传导操作模式的功率转换器的实施例。在以下描述中，阐述了许多具体细节，以提供对本发明的透彻理解。然而，对于本领域普通技术人员将明显的是，不需要采用具体细节来实践发明。在其他情况下，未详细描述众所周知的材料或方法，以避免模糊本发明。
贯穿本说明书提及“一个实施方案(one embodiment)”、“一实施方案(anembodiment)”、“一个实施例(one example)”或“一实施例(an example)”意味着，结合该实施方案或实施例描述的具体特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，贯穿本说明书在各个地方出现的短语“在一个实施方案中”、“在一实施方案中”、“一个实施例”或“一实施例”不一定全指代相同的实施方案或实施例。此外，具体特征、结构或特性可以在一个或多个实施方案或实施例中以任何合适的组合和/或子组合进行组合。具体特征、结构或特性可以被包括在集成电路、电子电路、组合逻辑电路或提供所描述的功能的其他合适的部件中。另外，应理解，随此提供的附图用于向本领域普通技术人员进行解释的目的，并且附图不一定按比例绘制。
诸如反激转换器的功率转换器可以低部件成本提供低输出电流，并且与其他转换器拓扑相比相对简单。反激转换器还可以利用有源箝位电路来防止过电压损坏反激转换器内的部件。
传导损耗和开关损耗由于电路中的电阻和由功率转换器切换的寄生电容而发生，尤其是当功率开关是晶体管时。当功率开关传导电流时，电路的电阻连同电路中通过的电流一起产生传导损耗。开关损耗通常与当功率转换器的功率开关正在导通(ON)状态和断开(OFF)状态之间转变(反之亦然)时发生的损耗相关联。在一个实施例中，导通(或闭合)的开关可以传导电流，而断开(或断路)的开关不可以传导电流。当功率开关是断路时，开关两端的电压将能量存储在寄生电容中。当功率开关闭合时，寄生电容放电，在功率开关的电阻中耗散存储在寄生电容中的能量以产生开关损耗。此外，开关损耗可能是由于在功率开关接通时功率开关两端具有非零电压或由于功率开关关断时具有通过功率开关的非零电流导致的。通过使用零电压开关技术，有源箝位电路可以被用来降低开关损耗。
为使功率转换器在轻负载或无负载状况下维持高效率，功率转换器控制器可以通过在一时间间隔(也被称为突发间隔)内接通和关断功率开关、随后是无开关的间隔来实施突发操作模式。对于具有有源箝位的反激转换器，可能难以针对宽输出电压范围或需要稳定恒定电流(CC)操作的设计优化回路速度和稳定性以及纹波。为了避免突发模式的复杂性，本公开内容示出了一种功率转换器控制器，该功率转换器控制器控制有源箝位和反激转换器，所述反激转换器为零电压开关(ZVS)提供连续可变频率，而无需突发模式或LC输出绕组网络的复杂性。可变频率可以被容易地控制，以实现针对输出响应和线路抑制(linerejection)的最佳回路响应。此外，功率转换器控制器可以响应于表示输入线电压的线感测输入电压而确定是否在不连续传导模式(DCM)和连续传导模式(CCM)下操作。在一个实施例中，当在较低输入电压下以CCM操作时，功率开关的均方根(RMS)电流被降低，这提高了功率转换器的效率。
为了例示，图1示出了根据本公开内容的教导的包括箝位驱动器106、初级控制器133和次级控制器137的示例功率转换器100的块图。功率转换器100的所例示的实施例包括输入电容器CIN 102、能量传递元件116、能量传递元件116的初级绕组118、能量传递元件116的次级绕组120、功率开关S1 145、箝位电容器CCL 104、二极管107和115、箝位开关108、输出电容器Co 122、输入回线126、输出回线125、同步整流器128以及感测电路131。
箝位驱动器106被示出包括低侧驱动器150和高侧驱动器151。低侧驱动器150被配置为通过通信链路152控制高侧驱动器。高侧驱动器被配置为生成箝位使能信号UCE 168以控制箝位开关108。
次级控制器137被配置为生成次级驱动信号134以控制同步整流器128，并且生成请求信号UREQ 135。请求信号UREQ 135被传达到初级控制器以启用功率开关S1 145。此外，次级控制器137被耦合以接收表示功率转换器100的输出的反馈信号UFB 132。
初级控制器133被示出包括控制电路139和驱动电路141。控制电路139被耦合以接收来自次级控制器137的请求信号UREQ 135和表示功率开关的开关电流ID 143的电流感测信号。控制电路139被配置为响应于输入线电压感测信号ULS 149而生成控制信号UCTRL 142。控制信号UCTRL 142表示在箝位开关108的转变之后接通功率开关S1 145的延迟时间。输入线电压感测信号ULS 149表示功率转换器100的输入电压VIN 101。如将被进一步解释的，响应于输入线电压感测信号ULS 149而选择控制信号UCTRL 142的延迟时间。驱动电路141被耦合以接收控制信号UCTRL 142并且生成驱动信号UD 144以控制功率开关145。驱动电路141还被耦合以接收表示功率开关145的开关电流ID 143的电流感测信号。驱动电路141被耦合以接通功率开关S1 145，并且被耦合以响应于开关电流ID 143达到电流极限(未示出)而关断功率开关S1 145。
还例示了磁化电感LMAG 112、泄漏电感LLK 114，它们可以表示与能量传递元件116或分立电感器相关联的磁化电感和泄漏电感。以虚线，示出了寄生电容CP 146以表示耦合到功率开关S1 145的所有电容并且可以包括能量传递元件116内部的自然电容、功率开关S1 145和/或分立电容器的自然内部电容。在图1中还示出了次级电流IS 121、输出电压VO123、输出电流IO 127、输出量UO 136、反馈信号UFB 132、箝位电压VCL 109、箝位电流ICL 110和泄漏电压VL 111。在所例示的实施例中，功率转换器100被示出为具有反激拓扑。应理解，功率转换器的其他已知拓扑和配置也可以受益于本公开内容的教导。
功率转换器100从未经调节的输入电压VIN 101向负载124提供输出功率。在一个实施方案中，输入电压VIN 101是经整流并且经滤波的ac线电压。在另一个实施方案中，输入电压VIN 101是dc输入电压。能量传递元件116被耦合以接收输入电压VIN 102。在一些实施方案中，能量传递元件116可以是耦合(coupled)电感器、变压器或电感器。示例能量传递元件116被示出为包括两个绕组——初级绕组118(具有匝数NP)和次级绕组120(具有匝数NS)。然而，能量传递元件116可以具有多于两个绕组。初级绕组118两端的电压被例示为在初级绕组118的点端处具有正极性的初级电压。当功率开关S1 145导通时，初级电压大体上等于输入电压VIN 102和泄漏电压VL 1135的负和，或数学上地：VP＝-(VIN+VL)。当功率开关S1 145断开时，初级电压大体上等于次级绕组120的反射输出电压。能量传递元件的初级绕组118还耦合到功率开关S1 145并且功率开关S1 145还耦合到输入回线126。
在操作中，初级控制器133响应于输入线电压感测信号ULS 149而确定第一操作模式。当输入线电压感测信号ULS 149小于CCM阈值时，第一操作模式发生。在一个实施例中，CCM阈值可以在130伏特的范围内。当功率开关S1 145被关断时，在被接通之后，漏源电压以一速率上升，该速率由功率开关关断时的峰电流和电容CP 146确定。漏源电压将继续上升直到通过二极管115被箝位到箝位电容器CCL 106的箝位电压VCL 109。在功率开关S1 145的接通之前，箝位开关108被箝位驱动器106接通。泄漏电感LLK 114和初级绕组118通过箝位开关108处于导通状态由CCL 104两端的箝位电容器电压充电。当箝位开关108被接通时，电压被施加到泄漏电感LLK 114，这导致电流在与当功率开关S1 145导通时相反的方向上上升。在指定的时间之后，箝位开关108被关断。箝位开关108的关断导致功率开关S1 145的漏源电压大体上下降到零。在此时间期间，已经通过箝位开关108导通而充电的泄漏和能量被放电。在漏电压已经大体上达到零伏特之后，功率开关S1 145可以被接通。
此外，初级控制器133可以响应于输入线电压感测信号ULS 149而确定第二操作模式。当输入线电压感测信号ULS 149大于DCM阈值时，第二操作模式发生。在一个实施例中，DCM阈值在150伏特的范围内。
当功率开关S1 145被关断时，在被接通之后，漏源电压以一速率上升，该速率由功率开关关断时的峰电流和电容CP 146来确定。漏源电压将继续上升直到通过二极管115被箝位到箝位电压VCL 109。在功率开关S1 145的接通之前，箝位开关108被箝位驱动器106接通。当箝位开关108被接通时，电压被施加到泄漏电感LLK 114和磁化电感LMAG 112，这导致电流在与当功率开关S1 145导通时相比相反的方向上上升。在指定的时间之后，箝位开关108被关断。箝位开关108的关断导致功率开关S1 145的漏源电压大体上下降到零。在此时间期间，已经通过箝位开关108导通而充电的泄漏和磁化能量被放电。这导致功率开关S1 145的漏源两端的电压减小并且最终达到零。此模式通常需要更长的时间在功率开关S1 145的漏极上达到零伏特，这通过增加箝位开关108关断和功率开关S1 145接通之间的延迟来由第二操作模式适应。在漏电压已经大体上达到零伏特之后，主开关被接通。
如所示出的，泄漏电感LLK 114可以耦合在功率开关S1 145和初级绕组118之间。泄漏电感LLK 114可以表示与能量传递元件116或分立电感器相关联的泄漏电感。非耦合(uncoupled)泄漏电感LLK 114两端的电压可以被表示为泄漏电压VL 111。
耦合在初级绕组118和泄漏电感LLK 114两端的是箝位开关108。箝位驱动器106耦合到箝位电容CCL 104。箝位电容CCL 104两端的电压被表示为箝位电压VCL 109，而箝位电路中的电流被表示为箝位电流ICL 110。箝位开关108限制功率开关S1 145上的最大电压，并且箝位开关108的控制(由箝位驱动器106生成)便于功率开关S1 145的零电压开关。此外，箝位驱动器106与箝位开关108结合可以降低功率转换器100中的RMS电流。具体地，在驱动箝位开关108(例示为晶体管)的高侧驱动器151处接收箝位驱动信号UCD 147。箝位开关108被控制以接通，以将电流注入到初级绕组118中。在功率开关S1 145接通之前，箝位开关108在第一持续时间内被接通。换句话说，在功率开关S1 145被关断的整个持续时间内箝位开关108未被接通。在功率开关S1 145的断开时间的开始处或附近，箝位开关108传导与功率转换器100的泄漏电感LLK 114相关联的电荷。来自非耦合泄漏电感LLK 114的此电荷通过二极管115被传递到箝位电容CCL 104并且被存储。在与功率转换器100的泄漏电感LLK 114相关联的净电荷已经被传递之后，二极管115大体上停止传导。箝位开关108保持断开直到功率开关S1 145的断开时间的结束附近。一旦确定功率开关应接通，箝位开关108在第一持续时间内被接通。箝位开关108的晶体管被接通，使得先前传递到箝位电容CCL 104的与泄漏电感LLK 114相关联的净电荷被传递到初级绕组118。这样，与泄漏电感LLK 114相关联的能量被返回到系统而不是被耗散。在一个实施例中，泄漏电感LLK 114表示能量传递元件116的泄漏电感。箝位开关108被控制使得泄漏能量被重置并且返回到功率转换器而不是被耗散。
次级绕组120耦合到同步整流器128。从次级绕组120输出的电流被例示为次级电流IS 121。输出电容器CO 122被示出为耦合到同步整流器128和输出回线125。功率转换器100还包括电路系统以调节输出，该输出被示例为输出量UO 136。通常，输出量UO 136可以是输出电压VO 123、以及输出电流IO 127、或二者的组合。感测电路131被耦合以感测输出量UO136并且提供反馈信号UFB 132，该反馈信号UFB 132表示输出量UO 136。
如所示出的，次级控制器137被耦合以接收反馈信号UFB 132并且在反馈信号UFB132在调节阈值以下时生成请求信号UREQ 135。请求信号UREQ 135通过通信链路被传输到初级控制器133以启用功率开关S1 145。在一个实施例中，初级控制器133和次级控制器137彼此电流隔离。该通信链路可以是磁耦合或光耦合。
初级控制器133被耦合以接收电流感测信号167并且生成驱动信号UD 144和箝位使能信号UCE 147。电流感测信号167可以表示由功率开关S1 145接收的开关电流ID 143并且可以是电压信号或电流信号。此外，初级控制器133向功率开关S1 145提供驱动信号UD144以控制各种开关参数以控制能量从功率转换器100的输入通过能量传递元件116到功率转换器100的输出的传递。这样的参数的实施例可以包括功率开关S1 145的开关频率(或周期)、占空比、导通时间和断开时间，或改变功率开关S1 145的每单位时间的脉冲数。此外，功率开关S1 145可以被控制使得其具有固定开关频率或可变开关频率。在可变开关频率控制的一个实施例中，对于轻负载状况或无负载状况，可以降低开关频率。先前，使用常规的有源箝位技术难以在较低开关频率实现反激转换器的零电压开关(ZVS)，其中箝位电路在功率开关的整个断开时间内被接通。
功率开关S1 145响应于驱动信号UD 144而被断路和闭合。在操作中，功率开关S1145的开关产生脉动次级电流Is 121，该脉动次级电流IS 121通过输出电容器CO 122滤波以产生大体上恒定的输出电压VO 123、输出电流IO 127或二者的组合。在一个实施例中，功率开关S1 145可以是诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的晶体管。在另一个实施例中，功率开关S1 145可以包括共源共栅配置，使得低压晶体管耦合到高压结型场效应晶体管(JFET)。在一个实施例中，JFET可以包括氮化镓(GaN)或碳化硅(S1C)材料。初级控制器133、次级控制器137和功率开关145可以被实施为单片集成电路或可以用分立电气部件或分立部件和集成部件的组合来实施。
图2例示了对于各种控制模式通过图1的功率开关S1 145的电流的图，该图包括开关导通时间tON 269、开关断开时间tOFF 270、开关周期TS 271、梯形形状272和三角形形状273。图2例示了在连续传导模式(CCM)和不连续传导模式(DCM)二者下通过功率开关S1 145的电流随时间的一般波形。
在任何开关周期TS 271期间，功率开关S1 145可以响应于来自初级控制器133的驱动信号UD 144而传导以调节输出量UO 136。开关周期TS 271可以被分成两个时间部段——开关导通时间tON 269、开关断开时间tOFF 270。开关导通时间tON 269表示开关周期TS271中功率开关S1 145传导的部分。开关断开时间tOFF 270表示开关周期TS 271中当功率开关S1 110不传导时的剩余部分。图2的电流波形示出了两个基本操作模式。梯形形状272是CCM的特征，而三角形形状273是DCM的特征。在CCM期间，在开关导通时间tON 269开始之后通过功率开关S1 145的电流立即大体上不为零，并且在整个开关导通时间tON 269稳定增加。在DCM期间，在开关导通时间tON 269开始时通过功率开关S1 145的电流大体上为零，并且在整个开关导通时间tON 269从零稳定增加。
图3例示了根据本公开内容的实施方案的图1中使用的控制电路的一个实施例。应理解，图3的控制电路339可以是图1的控制电路139的一个实施例，并且下文所提及的类似地命名和编号的元件可以与上文所描述的类似地耦合和起作用。
控制电路339包括使能电路305、触发器315、375、置位-复位(SR)锁存器338、比较器317、319、延迟电路360和单稳态多谐振荡器307。延迟电路360包括第一开关358、第二开关359、第一延迟电路361以及第二延迟电路362。
控制电路339可以选择控制信号UCTRL 342，该控制信号UCTRL 342表示接通功率开关的延迟时间。该延迟时间取决于功率转换器的操作模式，该操作模式响应于输入线电压感测信号ULS 349，该输入线电压感测信号表示线输入电压。比较器317被耦合以在反相输入处接收输入线电压感测信号ULS 349并且在非反相输入处接收CCM阈值VCCM 365。比较器317被配置为当输入线电压感测信号ULS 349小于CCM阈值VCCM 365时生成具有第一状态的输出，并且当输入线电压感测信号ULS 349不小于CCM阈值VCCM 365时进一步生成第二状态。比较器317的输出耦合到SR锁存器338的置位输入。SR锁存器338被配置为响应于置位输入而输出第一状态的第一操作模式信号UM1 363。在图3的实施例中，第一状态的第一操作模式信号UM1 363可以是逻辑高。第一种操作模式表示功率转换器的CCM操作。SR锁存器338还被配置为在SR锁存器338的反相输出处输出第二操作模式信号UM2 364。在图3的实施例中，第一状态的第二操作模式信号UM2 364可以是逻辑低。
比较器319被耦合以在反相输入处接收输入线电压感测信号ULS 349和在非反相输入处接收DCM阈值VDCM 366。比较器319被配置为当输入线电压感测信号ULS 349大于DCM阈值VDCM 366时生成第一输出，并且当输入线电压感测信号ULS 349不大于DCM阈值VDCM 366时进一步生成第二状态。比较器319的输出耦合到SR锁存器338的复位输入。SR锁存器338被配置为响应于复位输入而输出第一操作模式信号UM1 364的第二状态。在图3的实施例中，第一操作模式信号UM1 363的第二状态可以是逻辑低。SR锁存器338还被配置为在SR锁存器338的反相输出处输出第二操作模式信号UM2 364。在图3的实施例中，第二操作模式信号UM2 364的第二的第二状态可以是逻辑高。第二操作模式表示功率转换器的DCM操作。
在功率开关的接通之前，控制电路339接通箝位开关以使箝位电容器放电。使能电路305被耦合以接收请求信号UREQ 135并且被配置为生成使能信号UEN 374。请求信号UREQ337表示确定接通功率开关。单稳态多谐振荡器307耦合到使能电路305。单稳态多谐振荡器307被配置为在第一持续时间内输出一脉冲，其中响应于通过请求信号UREQ 337确定接通功率开关，该第一持续时间在功率开关的断开时间的结束附近开始。该脉冲由箝位驱动信号UCD 347表示。在脉冲的持续时间结束之后，触发器315被配置为响应于箝位驱动信号UCD347而生成第一逻辑状态。触发器315的输出耦合到开关358和开关359。开关359由第一操作模式信号UM1 359闭合，并且触发器375由第一延迟电路361的输出进行时钟控制。第一延迟电路361输出第一延迟，该第一延迟是控制信号UCTRL 342。开关358由第二操作模式信号UM2364闭合，并且触发器375由第二延迟电路362的输出进行时钟控制。第二延迟电路362输出第二延迟，该第二延迟是控制信号UCTRL 342。第二延迟时间大于第一延迟。在一个实施例中，第一延迟时间可以在50ns的范围内，并且第二延迟时间可以在200ns的范围内。在第一操作模式下，第一延迟时间说明泄漏电感使功率开关的漏源电压大体上为零的时间。在第二操作模式下，第二延迟时间说明泄漏电感和磁化电感使功率开关的漏源电压大体上为零的时间。
图4A示出了例示了漏源电压、箝位电流、功率开关的开关电流、次级电流、使能信号和驱动信号的时序图。应理解，图4A的所提及的信号可以是图1的信号的一个实施例，并且下文所提及的类似地命名和编号的元件可以与上文所描述的类似地耦合和起作用。
第一时序图例示了漏源电压VDS 453。第二时序图例示了箝位电流ICL 410。第三时序图例示了开关电流ID 443。第四时序图例示了次级电流IS 421。第五时序图例示了箝位使能信号UCE 468。第六时序图例示了驱动信号UD 444。
在图4A的实施例中，用于功率转换器的操作模式是临界传导模式(criticalconduction mode，CRM)，其由开关电流ID 443的三角形形状表示。当线感测输入电压在CCM阈值以上但在DCM阈值以下时CRM可以发生。在一些设计中，CRM能够使用由如图3中所讨论的第一延迟电路或第二延迟电路生成的控制信号。在t1之前的时间，功率开关被接通，使得漏源电压VDS 453为零。箝位电流ICL 410为零。开关电流ID 443正在上升。次级电流IS 421为零。箝位使能信号UCE 468为零。驱动信号UD 444是逻辑高。
在时间t1处，功率开关被关断，如由驱动信号UD 444是逻辑低所表示的。结果，漏源电压VDS 453上升到输入电压加上箝位电压。箝位电容器正在被充电，如由箝位电流ICL410所表示的。存储在能量传递元件中的能量从初级绕组传递到次级绕组，如由次级电流IS421的线性下降波形所示出的。在t1之后并且在t2之前，漏源电压VDS 453上升并且等于输入电压加上箝位电压。箝位电容器继续充电，如由箝位电流ICL 410衰减到零所表示的。驱动信号UD 444是逻辑低，因此开关电流ID 443也为零。
在时间t2处，漏源电压VDS 453降低到输入电压加上次级绕组的反射输出电压。箝位电流ICL 410为零，表示箝位电容器不再被充电。当能量通过初级绕组传递到次级绕组时，开关电流ID 443为零。次级电流IS 421是非零值并且以线性方式降低。箝位使能信号UCE468是逻辑低。驱动信号UD 444是逻辑低。在t2到t3之间的时间，漏源电压VDS 453是非零值并且具有表示同步整流器正在传导的为零的斜率。箝位电流ICL 410为零。次级电流IS 421正在线性下降。箝位使能信号UCE 468是逻辑低。驱动信号UD 444是逻辑低。
在时间t3处，箝位驱动器生成箝位使能信号UCE 468以在功率开关的接通之前接通箝位开关。漏源电压VDS 453上升到箝位电压加上输入电压。由于能量被传递到能量传递元件的次级绕组，箝位电容器放电，如由箝位电流ICL 410的负极性所表示的。开关电流ID 443为零。由于箝位开关的接通，次级电流IS 421开始增加。当功率开关断开时，驱动信号UD 444是逻辑低。
在时间t4处，箝位使能信号UCE 468转变到逻辑低。箝位电流ICL 410下降到零。开关电流ID 443为零。漏源电压VDS 453朝向输入电压降低。驱动信号UD 444是逻辑低。
在t4和时间t5之间的时间表示如在图2中所讨论的第二延迟时间，如由tDEL2所示出的。关于图2，第二延迟时间被表示为TB。磁化电感和泄漏电感将漏源电压VDS 453降低到零，以提供零电压开关。在用于CRM的其他实施例中，泄漏电感可以将漏源电压VDS 453降低到零，以提供功率开关的ZVS。箝位电流ICL 410为零。开关电流ID 443为零。次级电流IS 421为零。箝位使能信号UCE 468是逻辑低。驱动信号UD 444是逻辑低。
在时间t5处，是延迟时间tDEL2的结束。漏源电压VDS 453为零，并且功率开关被接通，如由驱动信号UD 444转变到逻辑高所表示的。箝位电流ICL 410为零。开关电流ID 443开始线性增加。次级电流IS 421为零。箝位使能信号UCE 468是逻辑低。
在t5之后并且在t6之前的时间，功率开关导通，如由驱动信号UD 444的逻辑高所表示的。漏源电压VDS 453为零。开关电流ID 443线性上升。在一个实施例中，开关电流ID443继续上升直到它达到电流极限(未示出)。次级电流IS 421为零。箝位使能信号UCE 468为零。
在时间t6处，功率开关被关断，如由驱动信号UD 444是逻辑低所表示的。结果，漏源电压VDS 453上升到输入电压加上箝位电压。箝位电容器正在被充电，如由箝位电流ICL410所表示的。存储在能量传递元件中的能量从初级绕组传递到次级绕组，如由次级电流IS421的线性增加波形所示出的。在t1之后并且在t2之前，漏源电压等于输入电压加上箝位电压。箝位电容器仍然在充电，如由箝位电流ICL 410衰减到零所表示的。驱动信号UD 444是逻辑低，因此开关电流ID 443也为零。
图4B示出了例示了漏源电压、箝位电流、功率开关的开关电流、次级电流、箝位使能信号和驱动信号的时序图。应理解，图4B的所提及的信号可以是图1的信号的一个实施例，并且下文所提及的类似地命名和编号的元件可以与上文所描述的类似地耦合和起作用。
第一时序图例示了漏源电压VDS 453。第二时序图例示了箝位电流ICL 410。第三时序图例示了开关电流ID 443。第四时序图例示了次级电流IS 421。第五时序图例示了箝位使能信号UCE 468。第六时序图例示了驱动信号UDR 444。
在图4B的实施例中，用于功率转换器的操作模式是CCM，由开关电流ID 443的梯形形状表示。在t1之前的时间，功率开关被接通，使得漏源电压VDS 453为零。箝位电流ICL 410为零。开关电流ID 443正在上升。次级电流IS 421为零。箝位使能信号UCE 468为零。驱动信号UD 444是逻辑高。
在时间t1处，功率开关被关断，如由驱动信号UD 444转变到逻辑低所表示的。结果，漏源电压VDS 453上升到输入电压加上箝位电压。箝位电容器正在被充电，如由箝位电流ICL 410所表示的。存储在能量传递元件中的能量从初级绕组传递到次级绕组，如由次级电流IS 421的增加所示出的。在t1之后并且在t2之前，漏源电压VDS 453等于输入电压加上箝位电压。箝位电容器继续充电，如由箝位电流ICL 410衰减到零所表示的。因为能量从初级绕组传递到次级绕组，所以次级电流IS 421上升。驱动信号UD 444是逻辑低，因此开关电流ID443也为零。
在时间t2处，漏源电压VDS 453降低到输入电压加上次级绕组的反射输出电压。箝位电流ICL 410为零，表示箝位电容器不再被充电。当能量由初级绕组传递到次级绕组时，开关电流ID 443为零。次级电流IS 421是非零值并且以线性方式降低。箝位使能信号UCE 468是逻辑低。驱动信号UDR 444是逻辑低。在t2到t3之间的时间，漏源电压VDS 453是非零值并且具有表示同步整流器正在传导的为零的斜率。箝位电流ICL 410为零。次级电流IS 421线性下降。箝位使能信号UCE 468是逻辑低。驱动信号UD 444是逻辑低。
在时间t3处，箝位驱动器生成箝位使能信号UCE 468以在功率开关的接通之前接通箝位开关。漏源电压VDS 453上升到箝位电压加上输入电压。由于能量从能量传递元件的初级绕组传递到次级绕组，箝位电容器放电，如由箝位电流ICL 410的负极性所表示的。次级电流IS 421是非零并且由于存储在箝位电容器中的能量正在被传递到次级而略微上升。开关电流ID 443为零。当功率开关断开时，驱动信号UD 444是逻辑低。
在时间t4处，箝位使能信号UCE 468转变到逻辑低。漏源电压VDS 453正在快速衰减到零。箝位电流ICL 410为零。开关电流ID 443为零。驱动信号UDR 444是逻辑低。
在t4和时间t5之间的时间表示如在图2中所讨论的被示出为时间TA的第一延迟时间，并且所述第一延迟时间在图3中被例示为TDEL1。泄漏电感的放电将漏源电压VDS 453降低到零，以提供功率开关的ZVS。箝位电流ICL 410为零。开关电流ID 443为零。次级电流IS 421正在朝向零下降。箝位使能信号UCE 468是逻辑低。驱动信号UD 444是逻辑低。
在时间t5处，漏源电压VDS 453为零，并且功率开关被接通，如由驱动信号UD 444转变到逻辑高所表示的。箝位电流ICL 410为零。开关电流ID 443开始线性增加。次级电流IS421为零。箝位使能信号UCE 468是逻辑低。
在t5之后并且在t6之前的时间，功率开关导通，如由驱动信号UD 444的逻辑高所表示的。漏源电压VDS 453为零。开关电流ID 443继续线性上升。在一个实施例中，开关电流ID 443继续上升直到它达到电流极限(未示出)。次级电流IS 421为零。箝位使能信号UCE468为零。
在时间t6处，功率开关被关断，如由驱动信号UD 444转变到逻辑低所表示的。结果，漏源电压VDS 453上升到输入电压。箝位电容器正在被充电，如由箝位电流ICL 410所表示的。存储在能量传递元件中的能量从初级绕组传递到次级绕组，如由次级电流IS 421的增加所示出的。在t6之后，漏源电压VDS 453上升到输入电压加上箝位电压。箝位电容器继续充电，如由箝位电流ICL 410衰减到零所表示的。驱动信号UD 444是逻辑低，因此开关电流ID443也为零。
图4C示出了例示了漏源电压、箝位电流、功率开关的开关电流、次级电流、箝位使能信号和驱动信号的时序图。应理解，图4C的所提及的信号可以是图1的信号的一个实施例，并且下文所提及的类似地命名和编号的元件可以与上文所描述的类似地耦合和起作用。
第一时序图例示了漏源电压VDS 453。第二时序图例示了箝位电流ICL 410。第三时序图例示了开关电流ID 443。第四时序图例示了次级电流IS 421。第五时序图例示了箝位使能信号UCE 468。第六时序图例示了驱动信号UD 444。
在图4C的实施例中，用于功率转换器的操作模式是DCM，由开关电流ID 443的三角形形状表示。在t1之前的时间，功率开关被接通，使得漏源电压VDS 453为零。箝位电流ICL410为零。开关电流ID 443正在上升。次级电流IS 421为零。箝位使能信号UCE 468为零。驱动信号UD 444是逻辑高。
在时间t1处，功率开关被关断，如由驱动信号UD 444是逻辑低所表示的。结果，漏源电压VDS 453上升到输入电压。箝位电容器充电，如由箝位电流ICL 410所表示的。存储在能量传递元件中的能量从初级绕组传递到次级绕组，如由次级电流IS 421的急剧增加所示出的。在t1之后并且在t2之前，漏源电压VDS 453上升到输入电压加上箝位电压。箝位电容器继续充电，如由箝位电流ICL 410衰减到零所表示的。驱动信号UD 444是逻辑低，因此开关电流ID 443也为零。
在时间t2处，漏源电压VDS 453降低到输入电压加上次级绕组的反射输出电压。箝位电流ICL 410为零，表示箝位电容器不再被充电。当能量从初级绕组传递到次级绕组时，开关电流ID 443为零。次级电流IS 421是非零值并且以线性方式降低。箝位使能信号UCE 468是逻辑低。驱动信号UD 444是逻辑低。在t2到t3之间的时间，漏源电压VDS 453是非零值并且具有表示同步整流器正在传导的为零的斜率。箝位电流ICL 410为零。次级电流IS 421线性下降。箝位使能信号UCE 468是逻辑低。驱动信号UD 444是逻辑低。
在时间t3处，漏源电压VDS 343开始振荡——由完成从初级绕组到次级绕组的能量传递所导致，使得次级电流Is 421为零。振荡是由通过泄漏电感和磁化电感以及功率开关的谐振电容形成的谐振回路导致的。在时间t4处，漏源电压VDS 453在峰值处，并且箝位驱动器生成箝位使能信号UCE 468以在功率开关的接通之前接通箝位开关，这导致漏源电压VDS453再次上升到输入电压加上箝位电压。由于能量从箝位电容器通过能量传递元件的初级绕组传递到次级绕组，箝位电容器放电，如由箝位电流ICL 410的负极性所表示的。开关电流ID 443为零。由于箝位开关的接通，次级电流IS 421开始增加，表示从箝位电容器储存的能量通过初级绕组传递到次级绕组。因为功率开关是关断，所以驱动信号UD 444是逻辑低。
在时间t5处，箝位使能信号UCE 468转变到逻辑低。箝位电流ICL 410下降到零。开关电流ID 443为零。漏源电压VDS 453朝向零降低。驱动信号UDR 444是逻辑低。
在t5和时间t6之间的时间表示如在图2中所讨论的延迟时间，如由tDEL1所示出的。尽管漏源电压VDS 453正在朝向零下降，但是泄漏电感导致短暂地略微增加。对于DCM操作，泄漏电感和磁化电感可以将漏源电压VDS 453降低到零，以提供零电压开关。箝位电流ICL410为零。开关电流ID 443为零。次级电流IS 421为零。箝位使能信号UCE 468是逻辑低。驱动信号UD 444是逻辑低。
在时间t6处，漏源电压VDS 453为零，并且功率开关被接通，如由驱动信号UD 444转变到逻辑高所表示的。箝位电流ICL 410为零。开关电流ID 443开始线性增加。次级电流IS421为零。箝位使能信号UCE 468是逻辑低。
在t6之后并且在t7之前的时间，功率开关导通，如由驱动信号UD 444的逻辑高所表示的。漏源电压VDS 453为零。开关电流ID 443线性上升。在一个实施例中，开关电流继续上升直到它达到电流极限(未示出)。次级电流IS 421为零。箝位使能信号UCE 468为零。
在时间t7处，功率开关被关断并且行为与之前所描述的在时间t1之后相同。
图5A例示了根据本公开内容的实施方案的例示了功率转换器的信号——诸如漏电压、使能信号和驱动信号——的时序图的一实施例。应理解，图5A的所提及的信号可以是来自先前的附图的信号的一个实施例，并且下文所提及的类似地命名和编号的元件可以与上文所描述的类似地耦合和起作用。
第一时序图是漏源电压VDS 553。第二时序图是箝位使能信号UCE 568。第三时序图是驱动信号UD 544。功率转换器的操作是CRM，但是也可以是CCM。如先前所提及的，当线感测输入电压在CCM阈值以上但在DCM阈值以下时CRM可以发生。在一些设计中，CRM能够使用由第一延迟电路或第二延迟电路生成的控制信号。
在t1之前的时间，驱动信号UD 544是逻辑高，这表示功率开关被接通。漏源电压VDS553为零。箝位使能信号UCE 568是逻辑低。在时间t1处，驱动信号UD 544转变到逻辑低，这表示功率开关被关断。漏源电压VDS 553上升到输入电压。在时间t1之后并且在t2之前，漏源电压VDS 553上升到箝位电压加上输入电压。在时间t2处，漏源电压VDS 553降低到输入电压加上次级绕组的反射输出电压。在时间t3处，箝位使能信号UCE 568转变到逻辑高。因为箝位开关被接通，所以漏源电压VDS 553上升到箝位电压。在t3之后并且在t4之前的时间，漏源电压VDS 553开始下降。箝位使能信号UCE 568是逻辑高。驱动信号UD 544是逻辑低。
在时间t4处，箝位使能信号UCE 568转变到逻辑低。漏源电压VDS 553朝向零降低。在时间t4之后并且在t5之前表示在功率开关的接通之前作为控制信号生成的第一延迟时间tDEL1。在时间t5处，漏源电压VDS 553在零处。驱动信号UD 544转变到逻辑高。在t5之后并且在t6之前的时间，漏源电压VDS 553为零。箝位使能信号UCE 568为零。驱动信号UD 544是逻辑高。在时间t6处，驱动信号UDR 544转变到逻辑低，这表示功率开关被关断。漏源电压VDS553上升到输入电压。在时间t6之后并且在t7之前处，漏源电压VDS 553上升到箝位电压加上输入电压。在时间t7处，漏源电压VDS 553降低到输入电压加上次级绕组的反射输出电压。
图5B例示了根据本公开内容的实施方案的例示了功率转换器的信号——诸如漏电压、使能信号和驱动信号——的时序图的一实施例。应理解，图5B的所提及的信号可以是来自先前的附图的信号的一个实施例，并且下文所提及的类似地命名和编号的元件可以与上文所描述的类似地耦合和起作用。
功率转换器在DCM下操作。第一时序图是漏源电压VDS 553。第二时序图是箝位使能信号UCE 568。第三时序图是驱动信号UD 544。
在t5之前的时间，功率开关被接通，使得漏源电压VDS 553为零。驱动信号UD 544是逻辑高。箝位使能信号UCE 568是逻辑低。
在时间t5处，功率开关被关断，如由驱动信号UDR 544是逻辑低所表示的。结果，漏源电压VDS 553上升到输入电压。箝位使能信号UCE 568是逻辑低。在t5之后并且在t6之前，漏源电压VDS 553上升到输入电压加上箝位电压。之后，漏源电压VDS 553开始振荡，该振荡由完成从初级绕组到次级绕组的能量传递所导致。振荡是由通过泄漏电感和磁化电感以及功率开关的谐振电容形成的谐振回路导致的。驱动信号UD 444是逻辑低。箝位使能信号UCE568是逻辑低。
在时间t6处，箝位使能信号UCE 568变为逻辑高。漏源电压VDS 553被箝位电容器和输入电压箝位。在时间t7处，箝位使能信号UCE 568变为逻辑低。漏源电压VDS 553朝向零降低。在时间t7之后并且在t8之前表示在功率开关的接通之前作为控制信号生成的延迟tDEL2。在时间t8处，漏源电压VDS 553为零。驱动信号UD 544转变为逻辑高。在时间t8处，功率开关被接通，使得漏源电压VDS 553为零。驱动信号UDR 544是逻辑高直到时间t9。箝位使能信号UCE 568是逻辑低直到时间t9。在时间t9处，驱动信号UDR 544变为逻辑低，并且功率开关被关断，并且漏源电压VDS 553开始上升。
图6A例示了根据本公开内容的实施方案的功率开关的漏电压的一示例时序图。应理解，图6A的所提及的信号可以是来自先前的附图的信号的一个实施例，并且下文所提及的类似地命名和编号的元件可以与上文所描述的类似地耦合和起作用。
在图6A中，漏源电压VDS 653表示功率转换器在CCM下操作。由时间t1到时间t2所表示的延迟时间tDEL1是箝位开关关断和功率开关接通之间的延迟。如先前所提及的，仅来自泄漏电感的能量可以被用来使漏源电压VDS 653到零。在时间t2之后，如果功率开关未接通，则漏源电压VDS的虚线急剧增加，这由泄漏电感和功率开关的谐振电容的谐振回路导致。
图6B例示了根据本公开内容的实施方案的功率开关的漏电压的另一示例时序图。应理解，图6B的所提及的信号可以是来自先前的附图的信号的一个实施例，并且下文所提及的类似地命名和编号的元件可以与上文所描述的类似地耦合和起作用。
漏源电压VDS 653表示功率转换器在DCM下操作。由时间t1到时间t2所表示的延迟时间tDEL2表示箝位开关关断和功率开关接通之间的延迟。第二延迟时间tDEL2长于图6A中的第一延迟时间tDEL1，来自泄漏电感和磁化电感的能量可以被用来使漏源电压VDS 653到零。在时间t2之后，如果功率开关未接通，则漏源电压的虚线急剧增加，这由泄漏电感和磁化电感以及功率开关的谐振电容组成的谐振回路导致。
图6C例示了根据本公开内容的实施方案的功率开关的漏电压的时序图的另一实施例。应理解，图6C的所提及的信号可以是来自先前的附图的信号的一个实施例，并且下文所提及的类似地命名和编号的元件可以与上文所描述的类似地耦合和起作用。
漏源电压VDS 653表示功率转换器在DCM下操作。由时间t1到时间t2所表示的延迟时间tDEL2表示箝位开关关断和功率开关接通之间的延迟。在t1之前，漏源电压VDS 653的振荡表示由泄漏电感和输出电容的谐振回路导致的次级传导的结束。时间tDEL3表示在接通功率开关之前的时间。来自泄漏电感和磁化电感的能量可以被用来使漏源电压VDS 653到零。使用磁化电感来降低漏源电压VDS 653的益处允许同步整流器的漏源电压的最小过冲。
图7例示了根据本公开内容的实施方案的功率开关的漏电压的时序图。应理解，图7的所提及的信号可以是来自先前的附图的信号的一个实施例，并且下文所提及的类似地命名和编号的元件可以与上文所描述的类似地耦合和起作用。
该时序图例示了上升到电压VCL1 710的漏源电压VDS 753，当功率开关被关断时，该电压VCL1 710等于箝位电压VCL 709加上输入电压VIN 701，并且该电压VCL1 710在t2处达到零。在时间t1处，当箝位开关关断时，存储在泄漏电感中的能量相对于VCL是LLKI^2。关断箝位开关导致电流进入谐振电容器并且开始相对于箝位电压负充电。根据应用，功率开关的峰电流被定义。当功率开关的峰电流已经被定义、并且将为箝位电容器充电的能量的量可以被确定时，实现ZVS的泄漏电感可以由LLK＝(CRES*VCL1 2)/(0.65*ILIMPK)2定义。电容器CRES是功率开关的电容，并且ILIMPK是开关的峰电流。从t1到t2的时间表示ZVS发生的时间、是由泄漏电感和谐振电容形成的谐振周期的函数，并且振铃(ring)的理论上的未被箝位的电压振幅VTOTAL可以由下式定义
在时间t3处，如果功率开关未被接通，通过泄漏电感和功率开关的输出电容形成的谐振回路可以导致漏源电压迅速上升。
图8例示了根据本公开内容的实施方案的同步整流器开关的漏电压和功率开关的漏电压的时序图。应理解，图8的所提及的信号可以是来自先前的附图的信号的一个实施例，并且下文所提及的类似地命名和编号的元件可以与上文所描述的类似地耦合和起作用。
第一时序图例示了同步整流器的漏源电压VSR 855。第二时序图例示了功率开关的漏源电压VDS 853。同步整流器的漏源电压VSR 855和功率开关的漏源电压VDS 853可以是彼此的反映。换句话说，当功率开关的漏源电压VDS 853为零时，同步整流器的漏源电压VSR855为正。当功率开关的漏源电压VDS 853为正时，同步整流器的漏源电压VSR 855为零。
在图8中，功率转换器的操作是DCM。在时间t1处，当同步整流器开关被接通时，同步整流器的漏源电压VSR 855为零，而当功率开关断开时，功率开关的漏源电压VDS 853在输入电压加上箝位电压处。在功率开关的转变之前，箝位开关被启用以使功率开关的漏源电压VDS 853到零。这样，能量被存储在泄漏电感和磁化电感中。当箝位开关被关断时，泄漏电感将漏源电压VDS 853从输入电压加上箝位电压降低到由磁化电感箝位的较低值，该较低值由电压中的小振荡表示。磁化电感的放电继续将功率开关的漏源电压VDS 853一直降低到零。功率开关的漏源电压VDS 853的虚线表示如果功率开关未被接通谐振回路将导致漏源电压VDS 853振荡。
在时间t2处，当功率开关的漏源电压VDS 953为零时，功率开关被接通，这提供同步整流器的最小过冲。
本发明的所例示的实施例的以上描述，包括摘要中所描述的内容，并非意在是穷举的或是对所公开的确切形式的限制。虽然出于例示性目的在本文中描述了本发明的具体实施方案和实施例，但是在不脱离本发明的更广泛的精神和范围的情况下，各种等同改型是可能的。实际上，应理解，提供具体示例电压、电流、频率、功率范围值、时间等是用于解释的目的，并且根据本发明的教导，也可以在其他实施方案和实施例中采用其他值。
尽管在权利要求书中限定了本发明，但是应理解，可以根据以下实施例替代地限定本发明：
实施例1：一种被配置用于在功率转换器中使用的控制器，所述控制器包括：控制电路，所述控制电路被耦合以接收表示所述功率转换器的输入电压的输入线电压感测信号，所述控制电路被配置为响应于表示所述功率转换器的输出的请求信号而生成控制信号，其中响应于所述输入线电压感测信号，所述控制信号表示在箝位开关的接通之后接通功率开关的延迟时间，所述控制电路还被配置为生成箝位驱动信号以控制箝位驱动器；以及驱动电路，所述驱动电路被配置为生成驱动信号以控制所述功率开关以将能量从所述功率转换器的输入传递到所述功率转换器的所述输出。
实施例2：根据实施例1所述的控制器，所述控制电路包括：使能电路，所述使能电路被配置为响应于所述请求信号而生成使能信号；以及单稳态多谐振荡器，所述单稳态多谐振荡器被配置为响应于所述使能信号而生成所述箝位驱动信号以接通所述箝位开关，所述单稳态多谐振荡器被配置为在第一持续时间内输出一脉冲，其中响应于确定接通所述功率开关，所述第一持续时间在所述功率开关的断开时间的结束附近开始。
实施例3：根据前述实施例中任一个所述的控制器，所述控制电路还包括耦合到所述单稳态多谐振荡器的触发器，所述触发器被配置为响应于所述箝位驱动信号而生成第一逻辑状态。
实施例4：根据前述实施例中任一个所述的控制器，其中所述控制电路还被配置为控制所述箝位驱动器以将存储在箝位电容器中的电荷注入到能量传递元件中以在接通所述功率开关之前使所述功率开关的寄生电容放电到所述能量传递元件中。
实施例5：根据前述实施例中任一个所述的控制器，其中所述控制电路还包括延迟电路，所述延迟电路被配置为延迟所述功率开关的接通，以提供足够的时间用于在接通所述功率开关之前使所述功率开关的寄生电容放电到能量传递元件中。
实施例6：根据前述实施例中任一个所述的控制器，所述延迟电路包括：第一开关，所述第一开关由第一操作模式信号控制；第一延迟电路，所述第一延迟电路耦合到所述第一开关，所述第一延迟电路被配置为在第一延迟时间之后输出所述控制信号；第二开关，所述第二开关由第二操作模式信号控制；以及第二延迟电路，所述第二延迟电路耦合到所述第二开关，所述第二延迟电路被配置为在第二延迟时间之后输出所述控制信号，其中所述第二延迟时间大于所述第一延迟时间。
实施例7：根据前述实施例中任一个所述的控制器，其中所述控制电路还包括：第一比较器，所述第一比较器被配置为确定所述输入线电压感测信号是否小于连续传导模式(CCM)阈值；第二比较器，所述第二比较器被配置为确定所述输入线电压感测信号是否大于不连续传导模式(DCM)阈值；以及置位-复位(SR)锁存器，所述置位-复位(SR)锁存器具有耦合到所述第一比较器的输出的置位输入，所述SR锁存器还耦合具有耦合到所述第二比较器的输出的复位输入，所述SR锁存器被配置为输出第一操作模式信号，所述SR锁存器还被配置为输出第二操作模式信号。
实施例8：根据前述实施例中任一个所述的控制器，其中所述第一操作模式信号表示所述功率转换器的DCM操作。
实施例9：根据前述实施例中任一个所述的控制器，其中所述第二操作模式信号表示所述功率转换器的CCM操作。
实施例10：一种功率转换器，包括：能量传递元件，所述能量传递元件耦合在所述功率转换器的输入和所述功率转换器的输出之间；功率开关，所述功率开关耦合到所述能量传递元件；箝位驱动器，所述箝位驱动器耦合到所述能量传递元件和所述功率开关；以及初级控制器，所述初级控制器耦合到所述箝位驱动器和所述功率开关，所述初级控制器包括：控制电路，所述控制电路被配置为响应于表示所述功率转换器的输出的请求信号而生成控制信号，其中所述控制信号响应于输入线电压感测信号而选择多个操作模式中的一个以在箝位开关的接通之后接通功率开关，所述控制电路还被配置为生成箝位驱动信号以控制箝位驱动器；以及驱动电路，所述驱动电路被配置为生成驱动信号以控制所述功率开关以将能量从所述功率转换器的所述输入传递到所述功率转换器的所述输出。
实施例11：根据实施例10所述的功率转换器，所述箝位驱动器包括耦合到所述箝位开关的箝位电容器，其中所述箝位电容器被耦合以存储响应于所述箝位驱动信号而通过所述箝位开关注入到所述能量传递元件的初级绕组中的电荷。
实施例12：根据前述实施例中任一个所述的功率转换器，其中所述能量传递元件还包括在所述箝位驱动器和所述初级绕组之间的磁化电感和泄漏电感。
实施例13：根据前述实施例中任一个所述的功率转换器，其中所述多个操作模式包括第一操作模式和第二操作模式，其中所述第一操作模式是连续传导模式(CCM)，并且其中所述第二操作模式是不连续传导模式(DCM)。
实施例14：根据前述实施例中任一个所述的功率转换器，其中响应于所述箝位开关的接通，所述能量传递元件的所述泄漏电感将所述功率开关的漏源电压降低到大体上为零。
实施例15：根据前述实施例中任一个所述的功率转换器，其中响应于所述箝位开关的接通，所述能量传递元件的所述泄漏电感和所述磁化电感将所述功率开关的漏源电压降低到大体上为零。
实施例16：根据前述实施例中任一个所述的功率转换器，所述箝位驱动器包括：低侧驱动器，所述低侧驱动器被耦合以接收所述箝位驱动信号，所述低侧驱动器被配置为传达所述箝位开关的接通；高侧驱动器，所述高侧驱动器耦合到所述箝位开关，所述高侧驱动器被配置为生成箝位使能信号以控制所述箝位开关；以及通信链路，所述通信链路耦合到所述低侧驱动器和所述高侧驱动器。
实施例17：根据前述实施例中任一个所述的功率转换器，所述功率转换器还包括次级控制器，所述次级控制器被配置为响应于表示所述功率转换器的所述输出的反馈信号而生成所述请求信号。
实施例18：根据前述实施例中任一个所述的功率转换器，其中所述次级控制器与所述初级控制器电流隔离。
实施例19：根据前述实施例中任一个所述的功率转换器，使能电路被配置为响应于所述请求信号而生成使能信号；以及单稳态多谐振荡器，所述单稳态多谐振荡器被配置为响应于所述使能信号而生成所述箝位驱动信号以接通所述箝位开关，所述单稳态多谐振荡器还被配置为在第一持续时间内输出一脉冲，其中响应于确定接通所述功率开关，所述第一持续时间在所述功率开关的断开时间的结束附近开始。
实施例20：根据前述实施例中任一个所述的功率转换器，所述控制电路还包括耦合到所述单稳态多谐振荡器的触发器，所述触发器被配置为响应于所述箝位驱动信号而生成第一逻辑状态。
实施例21：根据前述实施例中任一个所述的功率转换器，其中所述控制电路还包括延迟电路，所述延迟电路被配置为延迟接通所述功率开关以提供足够的时间用于在接通所述功率开关之前使所述功率开关的寄生电容放电到所述能量传递元件中。
实施例22：根据前述实施例中任一个所述的功率转换器，其中所述延迟电路包括：第一开关，所述第一开关被配置为由第一操作模式信号控制；第一延迟电路，所述第一延迟电路被配置为在第一延迟时间之后输出所述控制信号；第二开关，所述第二开关被耦合以由第二操作模式信号控制；以及第二延迟电路，所述第二延迟电路被配置为在第二延迟时间之后输出所述控制信号，其中所述第二延迟时间大于所述第一延迟时间。
实施例23：根据前述实施例中任一个所述的功率转换器，所述控制电路还包括：第一比较器，所述第一比较器被配置为确定所述输入线电压感测信号是否小于连续传导模式(CCM)阈值；第二比较器，所述第二比较器被配置为确定所述输入线电压感测信号是否大于不连续传导模式(DCM)阈值；以及置位-复位(SR)锁存器，所述置位-复位(SR)锁存器具有耦合到所述第一比较器的输出的置位输入，所述SR锁存器还耦合具有耦合到所述第二比较器的输出的复位输入，所述SR锁存器被配置为输出第一操作模式信号，所述SR锁存器还被配置为输出第二操作模式信号。