具有校正功能的交流阻抗测量电路
阅读说明：本技术 具有校正功能的交流阻抗测量电路 (AC impedance measuring circuit with correcting function ) 是由 赵伯寅 李永竹 庄郁暐 于 2020-05-29 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种具有校正功能的交流阻抗测量电路,其特点在于只需要一个校正阻抗,再搭配开关电路,依据两种校正模式的测量结果,即可计算开关电路的等效阻抗、电路的增益以及相位偏移量。依据上述结果,测量模式的测量结果扣掉开关电路的等效阻抗值,即可精确计算待测阻抗的交流电导数值以及交流电导相位值。另外通过调整输入弦波信号以及取样频率信号的相位差,即可分别取得同相位阻抗数值,以及正交相位的阻抗数值,并计算待测阻抗的交流阻抗值与相位角。(The invention discloses an alternating current impedance measuring circuit with a correcting function, which is characterized in that only one correcting impedance is needed, and then a switching circuit is matched, so that the equivalent impedance of the switching circuit, the gain of the circuit and the phase offset can be calculated according to the measuring results of two correcting modes. According to the result, the equivalent impedance value of the switch circuit is deducted from the measurement result of the measurement mode, and the alternating current derivative value and the alternating current derivative phase value of the impedance to be measured can be accurately calculated. In addition, by adjusting the phase difference between the input sine wave signal and the sampling frequency signal, the impedance value of the same phase and the impedance value of the orthogonal phase can be obtained respectively, and the alternating current impedance value and the phase angle of the impedance to be measured are calculated.)
技术领域
本发明关于一种交流阻抗测量电路，且特别是一种具有校正功能，并且计算开关电路的等效阻抗，进而补偿测量结果，提高测量精密度的测量电路。
背景技术
交流阻抗测量电路广泛应用在人体阻抗测量中，让使用者关注自身人体脂肪的含量，进而更准确的把握自身的健康状况。和直流阻抗测量电路相比，虽然直流阻抗测量电路较简单，但缺点是测量结果包含人体皮肤阻抗，让人体总阻抗测量结果的准确度变差。交流阻抗测量电路可以降低皮肤阻抗对测量结果的影响，并且准确分析人体等效交流阻抗以及相位特征。
中国专利第105662411号发明专利中，公开了一种交流阻抗测量电路，其中利用正弦电流发生器产生正弦激励电流，用于施加在待测人体两端，待测人体两端产生一正弦电压信号，经由整流滤波电路的输出判断人体等效阻抗。
美国专利第US10,551,469号发明专利中，公开一种交流阻抗测量电路以及校正电路，设计两个校正阻抗和待测物并联，并且可以用开关切换选择测量校正阻抗或者待测物的阻抗，又利用校正阻抗的测量结果进行校正，校正测量结果后可提高交流阻抗测量的精确度。
上述的现有技术，交流阻抗测量电路进行校正时，都需要外接2个校正阻抗，实际应用上并不方便。此外，和待测物串联的开关本身也具有阻抗，会影响到测量结果的精确度。因此需要更便利的校正电路与校正方法，并且补偿开关电路的等效阻抗值，提升实际应用的便利性以及测量的精确度。
发明内容
本发明公开一种具有校正功能的交流阻抗测量电路，包含一波形产生电路，包含一弦波信号输出端用来输出一弦波信号，以及一频率信号输出端用来输出一频率信号；一第一放大器，该第一放大器的正输入端连接至该弦波信号输出端；一开关电路，与该第一放大器的负输入端以及该第一放大器的输出端相连接；一待测阻抗及一校正阻抗，连接至该开关电路；一第二放大器，该第二放大器的正输入端连接至一参考电压，该第二放大器的负输入端连接至该待测阻抗或该校正阻抗；一参考阻抗，连接于该第二放大器的负输入端以及该第二放大器的输出端之间；以及一取样电路，接收该波形产生电路的该频率信号，并且连接至该参考阻抗的两端；其中该开关电路包含多个开关，通过控制该多个开关，使得该第一放大器和该第二放大器之间连接该待测阻抗或该校正阻抗，或者使该校正阻抗多连接一开关。
上述的交流阻抗测量电路，其中该开关电路包含：一第一开关，连接于该第一放大器的负输入端以及该校正阻抗之间；一第二开关，连接于该第一放大器的负输入端以及该第一放大器的输出端之间；一第三开关，连接于该第一放大器的输出端以及该待测阻抗之间；以及一第四开关，连接于该第一放大器的输出端以及该校正阻抗之间。
本发明公开另一种交流阻抗测量电路架构，包含一波形产生电路，包含一弦波信号输出端，用来输出一弦波信号，以及一频率信号输出端，用来输出一频率信号；一参考阻抗，直接连接至该弦波信号输出端，或者通过一第一放大器和该弦波信号输出端连接，其中该第一放大器的正输入端连接至该弦波信号输出端，该第一放大器的负输入端以及该第一放大器的输出端都连接至该参考阻抗；一第二放大器，该第二放大器的正输入端连接至一参考电压，该第二放大器的负输入端连接至该参考阻抗；一开关电路、一待测阻抗以及一校正阻抗，连接于该第二放大器的负输入端以及输出端之间；以及一取样电路，接收该波形产生电路产生的频率信号，并且连接至该第二放大器的输出端，该第二放大器的负输入端或者该开关电路的内部端点；其中该开关电路包含多个开关，通过控制该多个开关，使得该第二放大器的负输入端和该第二放大器的输出端之间连接该待测阻抗或该校正阻抗，或者使该校正阻抗多连接一开关。
上述的交流阻抗测量电路，其中该开关电路包含：一第一开关，其中一端连接至该第二放大器的负输入端或输出端，另一端连接至该校正阻抗；一第二开关，其中一端连接至该第二放大器的负输入端或输出端；一第三开关，连接于该待测阻抗与该第二开关的另一端之间；以及一第四开关，其中一端连接至该校正阻抗，另一端连接至该第二开关与该第三开关的共同接点。
本发明公开另一种交流阻抗测量电路架构，包含一波形产生电路，包含一弦波信号输出端，用来输出一弦波信号，以及一频率信号输出端，用来输出一频率信号；一参考阻抗，直接连接至该弦波信号输出端，或者通过一第一放大器和该弦波信号输出端连接，其中该第一放大器的正输入端连接至该弦波信号输出端，该第一放大器的负输入端以及该第一放大器的输出端都连接至该参考阻抗；一第二放大器，该第二放大器的正输入端连接至一参考电压，该第二放大器的负输入端连接至该参考阻抗；一待测阻抗及一校正阻抗，连接至该第二放大器的负输入端；一开关电路，连接于该待测阻抗或该校正阻抗以及该第二放大器的输出端之间；以及一取样电路，接收该波形产生电路的该频率信号，并且连接至该第二放大器的负输入端，又连接至该第二放大器的输出端或者该开关电路的内部端点；其中该开关电路包含多个开关，通过控制该多个开关，使得该第二放大器的负输入端和该第二放大器的输出端之间连接该待测阻抗或该校正阻抗，或者使该校正阻抗多连接一开关。
上述的交流阻抗测量电路，其中该开关电路包含：一第一开关，连接于该第二放大器的输出端以及该校正阻抗之间；一第二开关，其中一端连接至该第二放大器的输出端；一第三开关，连接于该待测阻抗与该第二开关的另一端之间；以及一第四开关，其中一端连接至该校正阻抗，另一端连接至该第二开关与该第三开关的共同接点。
本发明的各种交流阻抗测量电路，其中该开关电路包含一第一校正模式，导通该第二开关以及该第四开关；一第二校正模式，导通该第一开关以及该第四开关；以及一测量模式，导通该第二开关以及该第三开关；另外对于该取样电路连接至该第二放大器的负输入端以及输出端的架构，该第二校正模式可以不用导通该第四开关。
本发明的各种交流阻抗测量电路，其中该波形产生电路包含：一数字波形合成电路，用来输出一数字形式弦波信号，以及一数字模拟转换器，把该数字形式弦波信号转换成模拟形式的该弦波信号。
本发明的各种交流阻抗测量电路，其中该取样电路包含一数字量化电路，把模拟形式的取样信号转换成数字形式的信号。
本发明的各种交流阻抗测量电路，其中通过调整该弦波信号以及该频率信号的相位差，控制该取样电路的取样时间点，进而针对该第二放大器的输出端的信号，取得无相位差异的同相位取样或积分结果，称为同相位数值，并且取得相位差90度的正交相位取样或积分结果，称为正交相位数值；其中上述的积分结果，可以是针对该频率信号的一个周期进行积分的结果，或者是针对该频率信号的前半周期积分数值，再减去针对该频率信号的后半周期积分数值的结果；并且计算交流电导数值的方式为同相位数值以及正交相位数值的平方和的二分之一次方，以及计算交流电导相位值的方式为正交相位数值除以同相位数值，再代入反正切函数的计算结果。
本发明的各种交流阻抗测量电路，其中通过调整该弦波信号以及该频率信号的相位差，调整该取样电路的取样时间点，进而针对该第二放大器的输出端的信号，取得无相位差异以及相位差180度的取样或积分结果，两个积分结果相减取得同相位取样或积分结果，称为同相位数值，并且另外取得相位差90度以及相位差270度的取样或积分结果，两个积分结果相减取得正交相位取样或积分结果，称为正交相位数值；其中上述的积分结果，可以是针对该弦波信号的一个周期进行积分的结果，或者是针对该弦波信号的前半周期积分数值，再减去针对该弦波信号的后半周期积分数值的结果；并且计算交流电导数值的方式为同相位数值以及正交相位数值的平方和的二分之一次方，以及计算交流电导相位值的方式为正交相位数值除以同相位数值，再代入反正切函数的计算结果。
本发明的各种交流阻抗测量电路，更包含利用该第一校正模式以及该第二校正模式分别取得的交流电导数值的数值差异，以及该校正阻抗的阻抗值，计算该第四开关的等效阻抗值；或者利用该校正阻抗的阻抗值或者该第四开关的等效阻抗值与交流电导数值的比例推算增益；或者该交流阻抗测量电路的相位延迟，即为该第一校正模式取得的交流电导相位值或者该第二校正模式的交流电导相位值；另外该测量模式的交流阻抗测量结果，可以扣掉和该待测阻抗串联的开关的等效阻抗值，推算精确的该待测阻抗的阻抗值。
本发明的各种交流阻抗测量电路，其中该第四开关的等效阻抗，其计算方式为该第二校正模式的交流电导数值除以该第一校正模式的交流电导数值，减去1之后再乘以该校正阻抗的电阻值，或者该交流阻抗测量电路的增益为该第二校正模式的电导测量结果乘以该校正阻抗的电阻值；另外对于该取样电路连接至该第二放大器的负输入端以及输出端的架构，该第四开关的等效阻抗的计算方式，为「该第二校正模式的交流电导数值减去该第一校正模式的交流电导数值」，除以「该第一校正模式的交流电导数值乘以2再减去该第二校正模式的交流电导数值」，再乘以该校正阻抗的电阻值，或者该交流阻抗测量电路的增益为该第二校正模式的电导测量结果乘以「该校正阻抗的电阻值加上该第四开关的等效阻抗值」。
本发明的交流阻抗测量电路，如果该第三开关的等效阻抗值和该第三开关的等效阻抗值越匹配，校正效果越精准。
附图说明
图1绘示一交流阻抗测量电路的架构。
图2绘示图1的交流阻抗测量电路的第一校正模式的开关导通方式。
图3绘示图1的交流阻抗测量电路的第二校正模式的开关导通方式。
图4绘示图1的交流阻抗测量电路的测量模式的开关导通方式。
图5A-图5D绘示交流阻抗测量电路中，通过控制该频率信号调整该取样电路的取样时间点的示意图。
图6绘示第二种交流阻抗测量电路的架构。
图7绘示第三种交流阻抗测量电路的架构。
图8绘示第四种交流阻抗测量电路的架构。
图9绘示第五种交流阻抗测量电路的架构。
附图标记说明：10-波形产生电路；101-数字弦波产生器；102-数字模拟转换器；20-第一放大器；30-开关电路；SW1-第一开关；SW2-第二开关；SW3-第三开关；SW4-第四开关；401-待测阻抗；402-校正阻抗；403-参考阻抗；50-第二放大器；60-模拟数字转换器；601-取样电路；602-数字量化电路。
具体实施方式
本发明将参照下述实施例而更明确地描述。请注意本发明的实施例的以下描述，仅止于描述用途；这不意味为本发明已详尽的描述或限制于该公开的形式。
本发明的第一实施例请参阅图1，其显示一种交流阻抗测量电路，包含一波形产生电路10，包含一弦波信号输出端用来输出一弦波信号，以及一频率信号输出端用来输出一频率信号；一第一放大器20，该第一放大器20的正输入端连接至该弦波信号输出端；一开关电路30，与该第一放大器20的负输入端以及该第一放大器20的输出端相连接；一待测阻抗401以及一校正阻抗402，连接至该开关电路30；一第二放大器50，该第二放大器50的正输入端连接至一参考电压，该第二放大器50的负输入端连接至该待测阻抗401以及该校正阻抗402；一参考阻抗403，连接于该第二放大器50的负输入端以及该第二放大器50的输出端之间；以及一模拟数字转换器60，连接至该波形产生电路10的频率信号输出端以及该参考阻抗403的两端。
上述的交流阻抗测量电路，其中该开关电路30包含：一第一开关SW1，连接于该第一放大器20的负输入端以及该校正阻抗402之间；一第二开关SW2，连接于该第一放大器20的负输入端以及该第一放大器20的输出端之间；一第三开关SW3，连接于该第一放大器20的输出端以及该待测阻抗401之间；以及一第四开关SW4，连接于该第一放大器20的输出端以及该校正阻抗402之间。通过控制该多个开关(SW1～SW4)，使得该第一放大器20和该第二放大器50之间连接该待测阻抗401或该校正阻抗402，或者使该校正阻抗多连接一开关(SW1～SW4)。
上述的交流阻抗测量电路，其中该开关电路30包含一第一校正模式，导通该第二开关SW2以及该第四开关SW4；一第二校正模式，导通该第一开关SW1以及该第四开关SW4；以及一测量模式，导通该第二开关SW2以及该第三开关SW3。
上述的该第一校正模式，请参阅图2，导通该第二开关SW2以及该第四开关SW4，让该第一放大器20的负输入端通过该第二开关SW2连接至该第一放大器20的输出端，并且让该校正阻抗402通过该第四开关SW4连接至该第一放大器20的输出端。在该第一校正模式中，该第一放大器20的输出端和该第二放大器50的负输入端连接该第四开关SW4以及该校正阻抗402，让该交流阻抗测量电路针对该第四开关SW4的等效阻抗和该校正阻抗402串联的阻抗值进行测量。
上述的该第二校正模式，请参阅图3，导通该第一开关SW1以及该第四开关SW4，让该第一放大器20的负输入端通过该第一开关SW1以及该第四开关SW4连接至该第一放大器20的输出端，并且让该校正阻抗402通过该第四开关SW4连接至该第一放大器20的输出端。在该第二校正模式中，该第一开关SW1以及该第四开关SW4可以视为该第一放大器20的开关电路，因此让该交流阻抗测量电路针对该校正阻抗402的阻抗值进行测量。
上述的该测量模式，请参阅图4，导通该第二开关SW2以及该第三开关SW3，让该第一放大器20的负输入端通过该第二开关SW2连接至该第一放大器20的输出端，并且让该待测阻抗401通过该第三开关SW3连接至该第一放大器20的输出端。在该测量模式中，该交流阻抗测量电路针对该第三开关SW3的等效阻抗和该待测阻抗401串联的阻抗值进行测量。
上述的交流阻抗测量电路，通过调整该波形产生电路10的该弦波信号以及该频率信号的相位差，控制该模拟数字转换器60的取样电路601的取样时间点，进而针对该第二放大器50的输出端的信号，取得无相位差异的同相位取样或积分结果，称为同相位数值，并且取得相位差90度的正交相位取样或积分结果，称为正交相位数值。该波形产生电路10产生的弦波信号经过该第一放大器20、该开关电路30、该待测阻抗401或该校正阻抗402、该参考阻抗403以及该第二放大器20之后，该取样电路601接收信号时会有相位延迟假设为Θ，如果该波形产生电路10输出的该弦波信号和该频率信号没有相位差，则该取样电路601的取样时间点和该弦波信号同步，并且和该第二放大器50的输出端的信号存在相位延迟Θ。该取样电路601可以在该时间点取样或者进行一个完整弦波信号周期的积分，如图5A所示，在无相位差异的状况下取得的同相位取样或积分结果，在此称为ADC1。
上述的交流阻抗测量电路，如果该波形产生电路10的该弦波信号和该频率信号存在90度的相位差，则该取样电路601和该弦波信号相比，取样时间点会延迟90度的相位，并且和该第二放大器50的输出端的信号存在相位延迟为Θ+90度。该取样电路601可以在该时间点取样或者进行一个完整弦波信号周期的积分，如图5B所示，在相位差90度的状况下取得的正交相位取样或积分结果，在此称为ADC2。
上述的交流阻抗测量电路，在计算同相位的取样或积分结果时，另外可以让该波形产生电路10输出的该弦波信号和该频率信号存在180度的相位差，则该取样电路601和该弦波信号相比，时序上会延迟180度操作，并且和该第二放大器50的输出端的信号存在相位延迟Θ+180度。让该取样电路601瞬间取样或者进行一个完整周期的积分，如图5C所示，该取样或积分的结果简称为ADC3，可以利用「(ADC1-ADC3)/2」的算式计算同相位的取样或积分结果；同理也可以让该波形产生电路10输出的该弦波信号和该频率信号存在270度的相位差，并且和该第二放大器50的输出端的信号存在相位延迟Θ+270度。让该取样电路601瞬间取样或者进行一个完整周期的积分，如图5D所示，该取样或积分的结果简称为ADC4，可以利用「(ADC2-ADC4)/2」的算式计算正交相位的取样或积分结果。
上述的同相位的取样或积分结果简称为「同相位数值(I)」，正交相位的取样或积分结果简称为「正交相位数值(Q)」，则计算交流电导数值(Y)的方式为同相位数值I以及正交相位数值Q的平方和的二分之一次方，数学式为「Y＝(I2+Q2)0.5」；并且计算交流电导相位值(Θ)的方式为正交相位数值除以同相位数值，再代入反正切函数的计算结果，数学式为「Θ＝tan-1(Q/I)」。
上述的积分结果，是针对该弦波信号的一个周期进行积分的结果，也可以是针对该弦波信号的前半周期积分数值，再减去针对该弦波信号的后半周期积分数值的结果。
上述的交流阻抗测量电路，该第一校正模式的计算结果命名为Y1以及Θ1，对应于该校正阻抗402以及该第四开关SW4的等效阻抗(简称为Rs)并联的等效电导数值以及电导相位值；该第二校正模式的计算结果命名为Y2以及Θ2，对应于该校正阻抗402的等效电导数值以及电导相位值。该实施例中设该校正阻抗402的阻抗值为5.1K欧姆，则推算该第四开关SW4的等效阻抗Rs的数学式为「Rs＝5.1K×((Y2/Y1)-1)」。并且增益G的数学式为「G＝5.1K×Y2」。
上述的交流阻抗测量电路，该测量模式的计算结果命名为Y3以及Θ3，对应于该待测阻抗401以及该第三开关SW3的等效阻抗(简称为Rs)并联的等效电导数值以及电导相位值。在该第三开关SW3和该第四开关SW4的等效阻抗值匹配的情况下，该测量模式的测量结果只要扣掉Rs的阻抗值，就能精确计算该待测阻抗401的阻抗值。因此该待测阻抗的等效阻抗的同相位数值为「I3＝Y3×cos(Θ3-Θ1)-Rs」，其中cos()函数代表三角函数中的余弦函数，至于正交相位数值为「Q3＝Y3×sin(Θ3)」，其中sin()函数代表三角函数中的正弦函数；该待测阻抗401的等效串联电阻值的数学式为「R3＝I3＝Y3×cos(Θ3)-Rs」，该待测阻抗401的等效串联电容值的数学式为「C3＝1/(2×π×fs×Q3)」，其中fs代表该波形产生电路10输出的该弦波信号的频率。
上述的交流阻抗测量电路，也可推算该待测阻抗401的等效并联电阻值和电容值，其等效电导值为「Y4＝(I32+Q32)0.5」，其等效阻抗相位值为「Θ4＝tan-1(Q3/I3)」，其同相位数值为「I4＝Y4×cos(Θ4)」，其正交相位数值为「Q4＝Y4×sin(Θ4)」。该待测阻抗401的等效串联电容值为「C4＝Q4/(2×π×fs)」，等效串联电阻值为「R4＝1/I4」。
本发明的第二实施例请参阅图6，其显示另一种交流阻抗测量电路，包含一波形产生电路10，用来输出一弦波信号以及一频率信号；一第一放大器20，该第一放大器20的正输入端连接至该波形产生电路10的弦波信号输出端，该第一放大器20的负输入端以及该第一放大器20的输出端皆连接至一参考阻抗403；该参考阻抗403的另一端连接至一开关电路30以及一第二放大器50的负输入端；该第二放大器50的正输入端连接至一参考电压；一待测阻抗以及一校正阻抗，连接于该开关电路30以及该第二放大器50的输出端之间；以及一模拟数字转换器60，接收该波形产生电路10的频率信号、该第二放大器50的输出端以及该第二放大器50的负输入端的电压。
上述的交流阻抗测量电路，其中该开关电路30包含：一第一开关SW1，连接于该第二放大器50的负输入端以及该校正阻抗402之间；一第二开关SW2，一端连接于该第二放大器50的负输入端，另一端和一第三开关SW3以及一第四开关SW4相连接；该第三开关SW3的另一端连接于该待测阻抗401；以及该第四开关SW4的另一端连接于该校正阻抗402。通过控制该多个开关(SW1～SW4)，使得该第二放大器50的负输入端和该第二放大器50的输出端之间连接该待测阻抗401或该校正阻抗402，或者使该校正阻抗多连接一开关(SW1～SW4)。
上述的交流阻抗测量电路，其中该开关电路30包含一第一校正模式，导通该第二开关SW2以及该第四开关SW4；一第二校正模式，导通该第一开关SW1；以及一测量模式，导通该第二开关SW2以及该第三开关SW3。
上述的该第一校正模式，导通该第二开关SW2以及该第四开关SW4，让该第二放大器50的负输入端通过该第二开关SW2以及该第四开关SW4连接至该校正阻抗402。在该第一校正模式中，该第二放大器50的输出端和该第二放大器50的负输入端连接该第二开关SW2、该第四开关SW4以及该校正阻抗402，让该交流阻抗测量电路针对该第二开关SW2和该第四开关SW4的等效阻抗以及该校正阻抗402串联的阻抗值进行测量。
上述的该第二校正模式，只需导通该第一开关SW1，让该第二放大器50的负输入端通过该第一开关SW1连接至该校正阻抗402。在该第二校正模式中，该交流阻抗测量电路针对该第一开关SW1的等效阻抗以及该校正阻抗402串联的阻抗值进行测量。
上述的该测量模式，导通该第二开关SW2以及该第三开关SW3，让该第二放大器50的负输入端通过该第二开关SW2以及该第三开关SW3连接至该待测阻抗401。在该测量模式中，该交流阻抗测量电路针对该第二开关SW2和该第三开关SW3的等效阻抗以及该校正阻抗402串联的阻抗值进行测量。
上述的交流阻抗测量电路，计算同相位以及正交相位的取样或积分结果的方法和第一实施例的描述相同。计算交流电导数值(Y)以及交流电导相位值(Θ)的方式也和第一实施例的描述相同。
上述的交流阻抗测量电路，该第一校正模式的计算结果命名为Y1以及Θ1，对应于该校正阻抗402、该第二开关SW2以及该第四开关SW4的等效阻抗并联的等效电导数值以及电导相位值；该第二校正模式的计算结果命名为Y2以及Θ2，对应于该校正阻抗402以及该第一开关SW1的等效阻抗并联的等效电导数值以及电导相位值。和第一实施例相比，该第一校正模式和该第二校正模式在测量该校正电阻402时，皆多串联了一个开关(SW1或SW2)，因此计算式调整如下。该第二实施例中，设该校正阻抗402的阻抗值为5.1K欧姆，并假设该第二开关SW2以及该第四开关SW4的等效阻抗皆为Rs，则数学式为「Rs＝5.1K×(Y2-Y1)/(2Y1-Y2)」。并且增益G的数学式为「G＝(5.1K+Rs)×Y2」。
第二实施例中，该测量模式的计算结果Y3以及Θ3，对应于该待测阻抗401、该第二开关SW2以及该第三开关SW3的等效阻抗并联的等效电导数值以及电导相位值。在该多个开关(SW1～SW4)的等效阻抗值匹配的情况下(皆简称为Rs)，该测量模式的测量结果只要扣掉2×Rs，就能精确计算该待测阻抗401的阻抗值。因此该待测阻抗的等效阻抗的同相位数值为「I3＝Y3×cos(Θ3-Θ1)-2×Rs」，至于正交相位数值为「Q3＝Y3×sin(Θ3)」；该待测阻抗401的等效串联电阻值的数学式为「R3＝I3＝Y3×cos(Θ3)-2×Rs」，该待测阻抗401的等效串联电容值的数学式为「C3＝1/(2×π×fs×Q3)」。
第二实施例中也可推算该待测阻抗401的等效并联电阻值和电容值，以及等效串联电阻值和电容值，数学式和第一实施例相同。
本发明的第三实施例请参阅图7，其显示另一种交流阻抗测量电路，包含一波形产生电路10，用来输出一弦波信号以及一频率信号；一参考阻抗403，其中一端连接至该波形产生电路10的弦波信号输出端，另一端连接至一开关电路30以及一第二放大器50的负输入端；该第二放大器50的正输入端连接至一参考电压；一待测阻抗以及一校正阻抗，连接于该开关电路30以及该第二放大器50的输出端之间；以及一模拟数字转换器60，接收该波形产生电路10的频率信号、该第二放大器50的输出端以及该开关电路30的一内部端点的电压。
上述的交流阻抗测量电路，其中该开关电路30包含：一第一开关SW1，连接于该第二放大器50的负输入端以及该校正阻抗402之间；一第二开关SW2，一端连接于该第二放大器50的负输入端，另一端和一第三开关SW3以及一第四开关SW4相连接；该第三开关SW3的另一端连接于该待测阻抗401；以及该第四开关SW4的另一端连接于该校正阻抗402。其中该模拟数字转换器60和该第二开关SW2、该第三开关SW3以及该第四开关SW4的共同接点相连接。通过控制该多个开关(SW1～SW4)，使得该第二放大器50的负输入端和该第二放大器50的输出端之间连接该待测阻抗401或该校正阻抗402，或者使该校正阻抗多连接一开关(SW1～SW4)。
上述的交流阻抗测量电路，其中该开关电路30包含一第一校正模式，导通该第二开关SW2以及该第四开关SW4；一第二校正模式，导通该第一开关SW1；以及一测量模式，导通该第二开关SW2以及该第三开关SW3。
上述的该第一校正模式，导通该第二开关SW2以及该第四开关SW4，让该第二放大器50的负输入端通过该第二开关SW2以及该第四开关SW4连接至该校正阻抗402。在该第一校正模式中，该交流阻抗测量电路针对该第四开关SW4的等效阻抗和该校正阻抗402串联的阻抗值进行测量。
上述的该第二校正模式，导通该第一开关SW1以及该第四开关SW4，让该第二放大器50的负输入端通过该第一开关SW1连接至该校正阻抗402。在该第二校正模式中，该交流阻抗测量电路针对该第一开关SW1的等效阻抗以及该校正阻抗402串联的阻抗值进行测量，至于该第四开关SW4只是一个让该模拟数字转换器60接收电压的路径，其本身的等效阻抗理论上不会影响测量结果。
上述的该测量模式，导通该第二开关SW2以及该第三开关SW3，让该第二放大器50的负输入端通过该第二开关SW2以及该第三开关SW3连接至该待测阻抗401。在该测量模式中，该交流阻抗测量电路针对该第三开关SW3的等效阻抗和该校正阻抗402串联的阻抗值进行测量。
第三实施例中，计算同相位数值(I)、正交相位数值(Q)、交流电导数值(Y)、交流电导相位值(Θ)、等效阻抗Rs、增益G，以及该待测阻抗401的等效阻抗的同相位数值(I3)、正交相位数值(Q3)、等效串联电阻值(R3)、等效串联电容值(C3)、等效并联电阻值(R4)、等效并联电容值(C4)的数学式皆和第一实施例相同。
本发明的第四实施例请参阅图8，其显示另一种交流阻抗测量电路，包含一波形产生电路10，用来输出一弦波信号以及一频率信号；一参考阻抗403，其中一端连接至该波形产生电路10的弦波信号输出端，另一端连接至一第二放大器50的负输入端，并且和一待测阻抗401以及一校正阻抗402相连接；该第二放大器50的正输入端连接至一参考电压；该待测阻抗401以及该校正阻抗402的另一端分别连接于一开关电路30；该开关电路30也和该第二放大器50的输出端相连接；以及一模拟数字转换器60，接收该波形产生电路10的频率信号、该第二放大器50的输出端以及该第二放大器50的负输入端的电压。
上述的交流阻抗测量电路，其中该开关电路30包含：一第一开关SW1，连接于该第二放大器50的输出端以及该校正阻抗402之间；一第二开关SW2，一端连接于该第二放大器50的输出端，另一端和一第三开关SW3以及一第四开关SW4相连接；该第三开关SW3的另一端连接于该待测阻抗401；以及该第四开关SW4的另一端连接于该校正阻抗402。通过控制该多个开关(SW1～SW4)，使得该第二放大器50的负输入端和该第二放大器50的输出端之间连接该待测阻抗401或该校正阻抗402，或者更包含至少一开关(SW1～SW4)。
上述的交流阻抗测量电路，其中该开关电路30包含一第一校正模式，导通该第二开关SW2以及该第四开关SW4；一第二校正模式，导通该第一开关SW1；以及一测量模式，导通该第二开关SW2以及该第三开关SW3。
上述的该第一校正模式，导通该第二开关SW2以及该第四开关SW4，让该第二放大器50的输出端通过该第二开关SW2以及该第四开关SW4连接至该校正阻抗402。在该第一校正模式中，该交流阻抗测量电路针对该第二开关SW2的等效阻抗、该第四开关SW4的等效阻抗和该校正阻抗402串联的阻抗值进行测量。
上述的该第二校正模式，导通该第一开关SW1，让该第二放大器50的输出端通过该第一开关SW1连接至该校正阻抗402。在该第二校正模式中，该交流阻抗测量电路针对该第一开关SW1的等效阻抗以及该校正阻抗402串联的阻抗值进行测量。
上述的该测量模式，导通该第二开关SW2以及该第三开关SW3，让该第二放大器50的输出端通过该第二开关SW2以及该第三开关SW3连接至该待测阻抗401。在该测量模式中，该交流阻抗测量电路针对该第二开关SW3的等效阻抗、该第三开关SW3的等效阻抗和该校正阻抗402串联的阻抗值进行测量。
第四实施例中，计算同相位数值(I)、正交相位数值(Q)、交流电导数值(Y)、交流电导相位值(Θ)、等效阻抗Rs、增益G，以及该待测阻抗401的等效阻抗的同相位数值(I3)、正交相位数值(Q3)、等效串联电阻值(R3)、等效串联电容值(C3)、等效并联电阻值(R4)、等效并联电容值(C4)的数学式皆和第二实施例相同。
本发明的第五实施例请参阅图9，其显示另一种交流阻抗测量电路，该电路架构和第四实施例近似，差别在于第四实施例中该第二放大器50的输出端连接至该模拟数字转换器60，第五实施例中改为该开关电路30中，该第二开关SW2、该第三开关SW3以及该第四开关SW4的共同接点连接至该模拟数字转换器60。至于计算同相位数值(I)、正交相位数值(Q)等数值的计算方式皆和第三实施例相同。
上述的各种交流阻抗测量电路，其中该波形产生电路10包含一数字波形合成电路101，用来输出一数字形式弦波信号；以及一数字模拟转换器102，把该数字形式弦波信号转换成一模拟形式弦波信号。
上述的各种交流阻抗测量电路，其中该模拟数字转换器60更包含一数字量化电路602，把模拟形式的取样或积分结果转换成数字信号，用来进行上述各数学式的计算。
上述的各种交流阻抗测量电路，其中该第二放大器50的负输入端连接的该参考电压，其电压值和该波形产生电路的该弦波信号的平均电压值相同。例如该弦波信号是介于0V到5V之间的交流信号，则该参考电压的电压值为2.5V。
虽然本发明已以实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视权利要求范围所界定为准。
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