具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

图1为传统的LC负载源兼并电感型低噪声放大器的电路原理图，该电路利用电感Ls在栅极引入实部阻抗，提供输入阻抗的实部，M1管栅极电感Lg与栅极对地寄生电容C_gs谐振，使得输入阻抗虚部为零，从而实现阻抗匹配。因为LC的谐振只发生在有限的频带宽度内，故只能实现窄带放大作用，不大适用宽带接收系统。

寄生电容(parasitic capacitance)，也称为杂散电容，是电路中电子元件之间或电路模块之间，由于相互靠近所形成的电容。

本发明提供一种技术方案：如图2-3所示，一种适用于宽带接收机的单端无电感低噪声放大器，包括主体放大电路、负反馈电路，主体放大电路包括第一PMOS管Mp0、第一NMOS管Mn0、第四电阻RBP、第五电阻RBN、第四电容CP0、第五电容CN0，负反馈电路包括电流源IDC、第二PMOS管、第二NMOS管Mn1、第一电容C1、第二电容C2、第三电容CF、第一电阻R1、第二电阻R2，第一PMOS管Mp0的漏极连接第一NMOS管Mn0的漏极，第一PMOS管的栅极接第四电容CP0的一端、第四电阻RBP的一端，第一NMOS管Mn0的栅极接第五电阻RBN的一端、第五电容CN0的一端，第四电容CP0的另一端与第五电容CN0的另一端、第三电阻RF的一端，第三电阻RF的另一端接第三电容CF的一端，第三电容CF的另一端接第三NMOS管Mn2的漏极、第四NMOS管Mn3的漏极，第三NMOS管Mn2的源极接第二NMOS管Mn1的源极、第一NMOS管Mn0的源极，第四NMOS管Mn3的源极接第一PMOS管Mp0的源极、电流源IDC的一端，电流源IDC的另一端接第二NMOS管Mn1的漏极，第二NMOS管Mn1的栅极接第一电阻R1的一端，第一电阻R1的另一端接第一电容C1的一端、第三NMOS管Mn2的栅极，第一电容C1的另一端接第二NMOS管Mn1的源极。第一PMOS管的栅极通过第四电阻RBP接直流偏置工作电压，第一NMOS管Mn0的栅极通过第五电阻RBN接直流偏置工作电压，这样设计能提高设计灵活度，分开偏置第一PMOS和第一NMOS，从而提高低噪声放大器LNA的线性度。

主体放大电路利用互补的第一PMOS管和第一NMOS管构成共源级，有利于提高跨导效率，采用电流复用技术，即使第一PMOS管和第一NMOS管共用偏置电流，可以使gm/ID(gm/ID的比值反映了电流(即功耗)转化成跨导的效率)相比仅用NMOS管实现提高两倍，还可以有效改善低噪声放大器LNA的噪声性能。反馈电路采用源跟随器来隔离输入端与输出端，与天线的匹配主要通过反馈电阻来实现。

第四电容CP0、第五电容CN0为隔直电容，第四电容CP0的另一端与第五电容CN0的另一端连接处接输入信号，能够阻止直流附近信号进入低噪声放大器LNA。

第一PMOS管Mp0的漏极与第一NMOS管Mn0的漏极的连接点为输出信号点，输出信号点通过第二电容C2与第四NMOS管Mn3的栅极连接。

在版图设计中，第一NMOS管MN0、第一PMOS管MP0栅极尽量采用线电阻低的高层金属走线，以降低MOS管栅极电阻噪声被直接放大到接收机的输出端。

在版图设计中，第一NMOS管MN0、第一PMOS管MP0源极连接到地、电源的走线也应采用线电阻低的高层金属走线，以避免第一NMOS管MN0、第一PMOS管MP0的gm退化致使低噪声放大器的增益降低。

第四NMOS管Mn3的栅极通过第二电阻R2与第四NMOS管Mn3的源极连接，且都接电源电压，使其工作于饱和区。

第二NMOS管Mn1与第三NMOS管Mn2构成电流镜，为第四NMOS管MN3提供恒定的偏置电流和恒流负载，第四NMOS管Mn3为源跟随管。

第二NMOS管Mn1、第三NMOS管Mn2、第四NMOS管Mn3组成缓冲器Buffer来隔离输入信号和输出信号，这样能提高设计灵活度，可以分别设计输入信号VIN,输出信号VOUT的阻抗，减小两者的相互影响。

第一电阻R1和第一电容C1构成低通滤波，滤除干扰。

电流源IDC、第二NMOS管Mn1、第三NMOS管Mn2、第四NMOS管Mn3、第一电阻R1、第一电容C1构成源跟随器，源跟随器的输出通过第三电容CF、第三电阻RF连接到输入信号VIN。

本发明电路采用源跟随器和第三电容CF、第三电阻RF构成负反馈回路，降低了电路的输入、输出阻抗，可通过调节第三电容CF、第三电阻RF值来实现适用于宽带接收机的单端无电感低噪声放大器与天线间的阻抗匹配。

下述表达式中符号含义：指MOS管XX的跨导；指MOS管XX的N阶跨导；分别指第一NMOS管MN0、第一PMOS管MP0漏-源极间的电导；分别指第一NMOS管MN0和第一PMOS管MP0漏极、栅极对地的总寄生电容；指第三NMOS管MN2漏极对地的寄生电容；A_Buf指源跟随器Buffer增益。指第一NMOS管MN0、第一PMOS管MP0的电流热噪声；g_meq,LNA指低噪声放大器LNA的等效跨导。

本发明单端无电感低噪声放大器的开环增益Av为：

其中，指第一NMOS管MN0的跨导；指第一PMOS管MP0的跨导；分别指第一NMOS管MN0、第一PMOS管MP0漏-源极间的电导；指第一NMOS管MN0和第一PMOS管MP0的栅极对地的总寄生电容，jω为参数；在高频时，第一NMOS管MN0和第一PMOS管MP0漏极对地的总寄生电容会影响开环的增益，故电路设计时应尽量降低输出信号VOUT对地的寄生电容。

单端无电感低噪声放大器的环路增益A_LOOP：

其中，R_F指第三电阻的电阻值，C_F指第三电容的电容值，指第一PMOS管MP0漏极、栅极对地的总寄生电容。

单端无电感低噪声放大器的输入阻抗Z_in(ω)：

单端无电感低噪声放大器的输出阻抗Z_out(ω)：

单端无电感低噪声放大器的噪声系数NF：

其中，KTR_S为系数，指第一NMOS管MN0、第一PMOS管MP0的电流热噪声；g_meq,LNA指低噪声放大器LNA的等效跨导。

如图3所示，由于交流输入信号对于第一NMOS管MN0、第一PMOS管MP0是反相的，故：

其中，idsn指第一NMOS管MN0的小信号电流，idsp指第一PMOS管MP0的小信号电流，iout指端口VOUT的小信号电流，V_gs指第一NMOS管MN0和第一PMOS管MP0的栅源之间小信号电压，指第一NMOS管MN0的1阶跨导，指第一PMOS管MP0的1阶跨导，指第一NMOS管MN0的2阶跨导，指第一PMOS管MP0的2阶跨导，指第一NMOS管MN0的1阶跨导，指第一PMOS管MP0的1阶跨导，

若第一NMOS管MN0和第一PMOS管MP0的跨导近似相等，则单端无电感低噪声放大器的总跨导相比仅使用等尺寸的NMOS管约增大一倍，在同样电流下总跨导增加，可以能改善噪声性能。

由于具有相同的符号，通过合理调整第一NMOS管MN0、第一PMOS管MP0的尺寸以及相应的偏置电压VBN、VBP，可消除电路的二次非线性，使得线性度更好，能提高LNA电路的性能。此外，具有不同的符号，三阶非线性也会得到减小。

本发明结构的低噪声放大电器为单端输入单端输出结构，可提供端至天线的50Ω阻抗匹配；没有使用电感，可大大降低芯片面积；使用电流复用技术，可改善噪声性能，并消除二阶非线性；工作频带宽，可用于LTE(Long Term Evolution，简称LTE)等宽带接收系统；可在CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor，简称CMOS)工艺实现。

在本发明的描述中，需要理解的是，指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。