一种模块化多电平变换器旋转非连续控制方法
阅读说明：本技术 一种模块化多电平变换器旋转非连续控制方法 (Rotation discontinuous control method for modular multilevel converter ) 是由 郭小强 王凡 王晓明 卢志刚 华长春 马瑞斯·马利诺夫斯基 乔瑟夫·格莱罗 于 2021-08-30 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种模块化多电平变换器旋转非连续控制方法,包括如下步骤：S1、确定级联H桥个数N,电路的开关频率k,根据级联H桥个数N,确定三角载波V-(c)的移相角θ和所需要的三角载波V-(c)个数N；S2、确定电路直流侧电压V-(in),电路中阻感负载R和L；S3、确定调制度m和钳位角度α,得到旋转DPWM调制波,在旋转DPWM调制波调制下生成相应电路拓扑的左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波,左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波均包括钳位部分和调制部分并分别与三角载波相比较产生驱动信号,进而驱动电路,从而完成相应调制过程。在钳位时间内,开关保持常通或者关断状态,在正常调制时间内,开关高频动作。(The invention discloses a discontinuous control method for rotation of a modular multilevel converter, which comprises the following steps: s1, determining the number N of cascaded H bridges, the switching frequency k of the circuit, and determining the triangular carrier V according to the number N of the cascaded H bridges c Phase shift angle theta of and the required triangular carrier wave V c The number N; s2, determining the DC side voltage V of the circuit in Resistance-inductance loads R and L in the circuit; and S3, determining the modulation degree m and the clamping angle alpha to obtain a rotary DPWM (digital pulse width modulation) wave, generating a left bridge arm modulation wave and a right bridge arm modulation wave of a corresponding circuit topology under the modulation of the rotary DPWM modulation wave, wherein the left bridge arm modulation wave and the right bridge arm modulation wave both comprise a clamping part and a modulation part and are respectively compared with a triangular carrier to generate a driving signal, and then driving the circuit, thereby completing the corresponding modulation process. During the clamping time, the switchKeeping a normally-on or off state, and in normal modulation time, the switch acts at high frequency.)
技术领域
本发明涉及多电平逆变器技术领域，尤其是一种模块化多电平变换器旋转 非连续控制方法。
背景技术
近年来，多电平逆变器已被广泛应用于高压和大功率系统。多电平逆变器 具有高电压系统能力、低谐波失真、易于扩展和高容错能力等优点。因此，多 电平逆变器广泛应用于高压直流输电系统和可再生能源系统。多电平逆变器有 多种拓扑结构，其中级联H桥是应用最广泛的拓扑结构之一。级联H桥的调制 方式有很多种，包括载波移相、载波层叠、不连续调制等。载波移相调制技术 具有很大的性能优势，既可以保证模块之间的功率平衡，又可以保证输出波形 的质量，因此被广泛应用于工业领域。但是，载波移相调制存在开关频率高、 电路损耗大、电路效率低等局限性。由于不连续调制电路效率高，开关次数少， 应用场合也在逐渐增加。
通过观察不难发现DPWM只有在钳位部分开关状态保持不变，剩余时间内 开关仍处于高频动作。由于一种新型的旋转型调制波的出现，它可以大大降低 保证开关的受热和损耗均衡。因此本专利中将旋转型调制波和DPWM相结合，提 出一种旋转DPWM调制方法。
发明内容
本发明需要解决的技术问题是提供一种模块化多电平变换器旋转非连续控 制方法，比传统DPWM调制有更少的开关次数，开关损耗低，电路效率得到提升， 模块间受热均衡，进而能够延长开关使用寿命，提升电路可靠性。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种模块化多电平变 换器旋转非连续控制方法，包括如下步骤：
S1、确定级联H桥个数N，电路的开关频率k，根据级联H桥个数N，确定 三角载波Vc的移相角θ和所需要的三角载波Vc个数N；
S2、确定电路直流侧电压Vin，电路中阻感负载R和L；
S3、确定调制度m和钳位角度α，得到旋转DPWM调制波，在旋转DPWM调 制波调制下生成相应电路拓扑的左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波，所述左侧 桥臂调制波和右侧桥臂调制波均包括钳位部分和调制部分并分别与三角载波相 比较，当左侧桥臂调制波或右侧桥臂调制波大于三角载波时，生成的驱动信号 为高；当左侧桥臂调制波或右侧桥臂调制波小于三角载波时，生成的驱动信号 为低，在钳位时间内，开关保持常通或者关断状态，在正常调制时间内，开关 高频动作，进而驱动电路，从而完成相应调制过程。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤S1中三角载波移相角θ的表 达式为：
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤S3中钳位角度α采用30°、 60°和120°任一个角度。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤S3中旋转DPWM调制波表达 式为：
其中，VDref是由由传统DPWM调制波改进而来的调制波，Vdclamp表示是一个 钳位型调制波，正负半周幅值相同，且正负半周期内幅值保持恒定，用来钳位 开关，使开关保持某种状态；
VDref表达式：
Vdclamp表达式：
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤S3左侧桥臂调制波和右侧桥 臂调制波在一个周期内电路依次分为八个阶段，第一个阶段：左侧桥臂上侧开 关常通，左侧桥臂下侧开关关断，右侧桥臂开关高频动作，第一个阶段结束后 开启第二个阶段；第二个阶段：左侧桥臂上侧开关和右侧桥臂下侧开关处于常 通状态，左侧桥臂下侧开关和右侧桥臂上侧开关处于关断状态，第二个阶段结 束后开启第三个阶段；第三个阶段：左侧桥臂上侧开关和右侧桥臂下侧开关处 于常通状态，左侧桥臂下侧开关和右侧桥臂上侧开关处于关断状态，第三个阶 段结束后开启第四个阶段；第四个阶段：右侧桥臂下侧开关始终保持常通状态， 右侧桥臂上侧开关始终保持关断状态，左侧桥臂开关高频动作，第四个阶段结 束后开启第五个阶段；第五个阶段：左侧桥臂下侧开关常通，左侧桥臂上侧关 断，右侧桥臂高频导通和关断，第五个阶段结束后开启第六个阶段；第六个阶 段：左侧桥臂上侧开关和右侧桥臂下侧开关处于关断状态，左侧桥臂下侧开关 和右侧桥臂上侧开关处于常通状态，第六个阶段结束后开启第七个阶段；第七 个阶段：左侧桥臂上侧开关和右侧桥臂下侧开关处于关断状态，左侧桥臂下侧 开关和右侧桥臂上侧开关处于常通状态，第七个阶段结束后开启第八个阶段； 第八个阶段：右侧桥臂上侧开关常通，下侧开关关断，左侧桥臂开关处于高频 开通和关断，第八个阶段结束后，开始周期性循环。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述第一个阶段具体电路状态过程为： 左侧桥臂调制波处于钳位部分，且左侧桥臂调制波VdL始终大于三角载波Vc，此 时左侧桥臂上侧开关S11处于常通状态，左侧桥臂下侧开关S12处于关断状态； 右侧桥臂调制波VdR处于调制部分，此时右侧桥臂开关高频导通和关断，当右侧 桥臂调制波VdR大于三角载波Vc时，右侧桥臂下侧开关S14导通，同时右侧桥臂 上侧开关S13关断；当右侧桥臂调制波VdR小于三角载波Vc时，右侧桥臂上侧开 关S13导通，同时右侧桥臂下侧开关S14关断，此时第一阶段结束；
所述第二个阶段具体电路状态过程为：左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波 均处于钳位部分，左侧桥臂调制波VdL和右侧桥臂调制波VdR始终大于三角载波 Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处于常通状态，左侧桥臂下侧开关S12处于关断 状态；右侧桥臂下侧开关S14导通，同时右侧桥臂上侧开关S13关断，此时第二 阶段结束；
所述第三个阶段具体电路状态过程为：左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波 均处于钳位部分，左侧桥臂调制波VdL和右侧桥臂调制波VdR始终大于三角载波 Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处于常通状态，左侧桥臂下侧开关S12处于关断 状态；右侧桥臂下侧开关S14常通状态，同时右侧桥臂上侧开关S13关断状态， 此时第三阶段结束；
所述第四个阶段具体电路状态过程为：右侧桥臂调制波处于钳位部分，右 侧桥臂调制波VdR始终大于三角载波Vc，右侧桥臂下侧开关S14处于常通状态， 同时右侧桥臂上侧开关S13保持关断状态，左侧桥臂调制波VdL处于调制部分， 此时左侧桥臂开关高频导通和关断，当左侧桥臂调制波VdL大于三角载波Vc时， 左侧桥臂上侧开关S11导通，左侧桥臂下侧开关S12关断；当左侧桥臂调制波VdL小于三角载波Vc时，左侧桥臂上侧开关S11关断，左侧桥臂下侧开关S12导通， 此时第四阶段结束；
所述第五个阶段具体电路状态过程为：左侧桥臂调制波处于钳位部分，且 左侧桥臂调制波VdL始终小于三角载波Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处于关断 状态，左侧桥臂下侧开关S12处于常通状态；右侧桥臂调制波VdR处于调制部分， 此时右侧桥臂开关高频导通和关断，当右侧桥臂调制波VdR大于三角载波Vc时， 右侧桥臂下侧开关S14导通，同时右侧桥臂上侧开关S13关断；当右侧桥臂调制 波VdR小于三角载波Vc时，右侧桥臂上侧开关S13导通，同时右侧桥臂下侧开关 S14关断，此时第五阶段结束；
所述第六个阶段具体电路状态过程为：左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波 均处于钳位部分，左侧桥臂调制波VdL和右侧桥臂调制波VdR始终小于三角载波 Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处于关断状态，左侧桥臂下侧开关S12处于常通 状态；右侧桥臂下侧开关S14处于关断状态，同时右侧桥臂上侧开关S13处于常 通状态，此时第六阶段结束；
所述第七个阶段具体电路状态过程为：左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波 均处于钳位部分，左侧桥臂调制波VdL和右侧桥臂调制波VdR始终小于三角载波 Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处于关断状态，左侧桥臂下侧开关S12处于常通 状态；右侧桥臂下侧开关S14处于关断状态，同时右侧桥臂上侧开关S13处于常 通状态，此时第七阶段结束；
所述第八个阶段具体电路状态过程为：右侧桥臂调制波处于钳位部分，且 右侧桥臂调制波VdR始终小于三角载波Vc，右侧桥臂下侧开关S14处于关断状态， 右侧桥臂上侧开关S13保持常通状态；此时左侧桥臂调制波VdL处于调制部分， 左侧桥臂开关高频动作，当左侧桥臂调制波VdL大于三角载波Vc时，左侧桥臂上 侧开关S11导通，左侧桥臂下侧开关S12关断；当左侧桥臂调制波VdL小于三角载 波Vc时，左侧桥臂上侧开关S11关断，左侧桥臂下侧开关S12导通，此时第八阶 段结束。
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：
本发明与传统调制方式不同，电路中开关并没有一直处于高频动作，而是 高频和低频切换，在旋转DPWM调制波调制下生成电路拓扑的左侧桥臂调制波和 右侧桥臂调制波，左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波均包括钳位部分和调制部 分，可以有效降低开关次数，提升电路效率，左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制 波在一个周期内依次分为八个阶段，开关以一种有序的方式开通和关断，在减 少开关次数的同时还能保证输出波形质量；在保证输出波形质量的前提下，旋 转DPWM调制比传统DPWM调制有更少的开关次数，开关损耗低，电路效率得到 提升，模块间受热均衡，进而能够延长开关使用寿命，提升电路可靠性。
附图说明
图1是单相级联H桥多电平逆变器拓扑图；
图2是本发明中三角载波示意图；
图3是本发明旋转DPWM新型调制波产生过程示意图；
图4是本发明旋转DPWM调制原理示意图；
图5是本发明旋转DPWM调制工作过程示意图。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明做进一步详细说明：
如图1所示，图中有N个级联H桥级联，将本发明提供的一种模块化多电 平变换器旋转非连续控制方法应用到H桥拓扑中与传统调制方法对比有更少的 开关次数，电路中开关并没有一直处于高频动作，而是高频和低频切换，在旋 转DPWM调制波调制下生成电路拓扑的左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波，左侧 桥臂调制波和右侧桥臂调制波均包括钳位部分和调制部分，可以有效降低开关 次数，提升电路效率，侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波在一个周期内依次分为 八个阶段，开关以一种有序的方式开通和关断，在减少开关次数的同时还能保 证输出波形质量；在保证输出波形质量的前提下，旋转DPWM调制比传统DPWM调制有更少的开关次数，开关损耗低，电路效率得到提升，模块间受热均衡， 进而能够延长开关使用寿命，提升电路可靠性。
具体包括如下步骤：
S1、如图2所示，确定级联H桥个数N，电路的开关频率k，根据级联H 桥个数N，确定三角载波Vc的移相角θ和所需要的三角载波Vc个数N；三角载波 移相角θ的表达式为：
S2、确定电路直流侧电压Vin，电路中阻感负载R和L；
S3、确定调制度m和钳位角度α，钳位角度α采用30°、60°和120°任 一个角度，本发明采用的钳位角度α为60°，得到旋转DPWM调制波，如图3 (c)所示，旋转DPWM调制波表达式为：
其中，VDref是由由传统DPWM调制波改进而来的调制波，如图3(a)；Vdclamp表示是一个钳位型调制波，如图3(b)所示，正负半周幅值相同，且正负半周 期内幅值保持恒定，用来钳位开关，使开关保持某种状态；
VDref表达式：
Vdclamp表达式：
在旋转DPWM调制波调制下生成相应电路拓扑的左侧桥臂调制波和右侧桥 臂调制波，所述左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波均包括钳位部分和调制部分 并分别与三角载波相比较，当左侧桥臂调制波或右侧桥臂调制波大于三角载波 时，生成的驱动信号为高；当左侧桥臂调制波或右侧桥臂调制波小于三角载波 时，生成的驱动信号为低，在钳位时间内，开关保持常通或者关断状态，在正 常调制时间内，开关高频动作，进而驱动电路，从而完成相应调制过程。
具体调制过程如下，图4是本发明调制下提出的单相级联H桥多电平逆变 器的旋转DPWM调制原理示意图，由于同一桥臂上下开关管互补导通，所以在图 4中左侧桥臂只显示出左侧桥臂上侧开关S11的驱动信号g11，左侧桥臂只显示出 右侧桥臂侧开关的驱动信号g14，图中Vo为H桥交流侧输出电压，E为直流侧输 入电压。
左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波在一个周期内依次分为八个阶段如图3 (c)所示：
第一个阶段(t0-t1)和第二个阶段(t1-t2)对应的具体电路状态过程如图 5(1)所示，第一个阶段(t0-t1)：左侧桥臂上侧开关常通，左侧桥臂下侧开关 关断，右侧桥臂开关高频动作，具体电路状态过程为：左侧桥臂调制波处于钳 位部分，且左侧桥臂调制波VdL始终大于三角载波Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处于常通状态，左侧桥臂下侧开关S12处于关断状态；右侧桥臂调制波VdR处于 调制部分，此时右侧桥臂开关高频导通和关断，当右侧桥臂调制波VdR大于三角 载波Vc时，右侧桥臂下侧开关S14导通，同时右侧桥臂上侧开关S13关断；当右 侧桥臂调制波VdR小于三角载波Vc时，右侧桥臂上侧开关S13导通，同时右侧桥 臂下侧开关S14关断，此时第一阶段结束，第一个阶段结束后开启第二个阶段。
第二个阶段(t1-t2)：左侧桥臂上侧开关和右侧桥臂下侧开关处于常通状态， 左侧桥臂下侧开关和右侧桥臂上侧开关处于关断状态，具体电路状态过程为： 左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波均处于钳位部分，左侧桥臂调制波VdL和右侧 桥臂调制波VdR始终大于三角载波Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处于常通状态， 左侧桥臂下侧开关S12处于关断状态；右侧桥臂下侧开关S14导通，同时右侧桥 臂上侧开关S13关断，此时第二阶段结束，第二个阶段结束后开启第三个阶段。
第三个阶段(t2-t3)和第四个阶段(t3-t4)对应的具体电路状态过程如图 5(2)所示，第三个阶段(t2-t3)：左侧桥臂上侧开关和右侧桥臂下侧开关处于 常通状态，左侧桥臂下侧开关和右侧桥臂上侧开关处于关断状态，具体电路状 态过程为：左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波均处于钳位部分，左侧桥臂调制 波VdL和右侧桥臂调制波VdR始终大于三角载波Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处 于常通状态，左侧桥臂下侧开关S12处于关断状态；右侧桥臂下侧开关S14常通 状态，同时右侧桥臂上侧开关S13关断状态，此时第三阶段结束，第三个阶段结 束后开启第四个阶段。
第四个阶段(t3-t4)：右侧桥臂下侧开关始终保持常通状态，右侧桥臂上侧 开关始终保持关断状态，左侧桥臂开关高频动作，具体电路状态过程为：右侧 桥臂调制波处于钳位部分，右侧桥臂调制波VdR始终大于三角载波Vc，右侧桥臂 下侧开关S14处于常通状态，同时右侧桥臂上侧开关S13保持关断状态，左侧桥 臂调制波VdL处于调制部分，此时左侧桥臂开关高频导通和关断，当左侧桥臂调 制波VdL大于三角载波Vc时，左侧桥臂上侧开关S11导通，左侧桥臂下侧开关S12关断；当左侧桥臂调制波VdL小于三角载波Vc时，左侧桥臂上侧开关S11关断， 左侧桥臂下侧开关S12导通，此时第四阶段结束，第四个阶段结束后开启第五个阶段。
第五个阶段(t4-t5)和第六个阶段(t5-t6)对应的具体电路状态过程如图 5(3)所示，第五个阶段(t4-t5)：左侧桥臂下侧开关常通，左侧桥臂上侧关断， 右侧桥臂高频导通和关断，具体电路状态过程为：左侧桥臂调制波处于钳位部 分，且左侧桥臂调制波VdL始终小于三角载波Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处 于关断状态，左侧桥臂下侧开关S12处于常通状态；右侧桥臂调制波VdR处于调 制部分，此时右侧桥臂开关高频导通和关断，当右侧桥臂调制波VdR大于三角载 波Vc时，右侧桥臂下侧开关S14导通，同时右侧桥臂上侧开关S13关断；当右侧 桥臂调制波VdR小于三角载波Vc时，右侧桥臂上侧开关S13导通，同时右侧桥臂 下侧开关S14关断，此时第五阶段结束，第五个阶段结束后开启第六个阶段。
第六个阶段(t5-t6)：左侧桥臂上侧开关和右侧桥臂下侧开关处于关断状态， 左侧桥臂下侧开关和右侧桥臂上侧开关处于常通状态，具体电路状态过程为： 左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波均处于钳位部分，左侧桥臂调制波VdL和右侧 桥臂调制波VdR始终小于三角载波Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处于关断状态， 左侧桥臂下侧开关S12处于常通状态；右侧桥臂下侧开关S14处于关断状态，同 时右侧桥臂上侧开关S13处于常通状态，此时第六阶段结束，第六个阶段结束后 开启第七个阶段。
第七个阶段(t6-t7)和第八个阶段(t7-t8)对应的具体电路状态过程如图 5(4)所示，第七个阶段(t6-t7)：左侧桥臂上侧开关和右侧桥臂下侧开关处于 关断状态，左侧桥臂下侧开关和右侧桥臂上侧开关处于常通状态，具体电路状 态过程为：左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波均处于钳位部分，左侧桥臂调制 波VdL和右侧桥臂调制波VdR始终小于三角载波Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处 于关断状态，左侧桥臂下侧开关S12处于常通状态；右侧桥臂下侧开关S14处于 关断状态，同时右侧桥臂上侧开关S13处于常通状态，此时第七阶段结束，第七 个阶段结束后开启第八个阶段。
第八个阶段(t7-t8)：右侧桥臂上侧开关常通，下侧开关关断，左侧桥臂开 关处于高频开通和关断，具体电路状态过程为：右侧桥臂调制波处于钳位部分， 且右侧桥臂调制波VdR始终小于三角载波Vc，右侧桥臂下侧开关S14处于关断状 态，右侧桥臂上侧开关S13保持常通状态；此时左侧桥臂调制波VdL处于调制部 分，左侧桥臂开关高频动作，当左侧桥臂调制波VdL大于三角载波Vc时，左侧桥 臂上侧开关S11导通，左侧桥臂下侧开关S12关断；当左侧桥臂调制波VdL小于三 角载波Vc时，左侧桥臂上侧开关S11关断，左侧桥臂下侧开关S12导通，此时第 八阶段结束，第八个阶段结束后，开始周期性循环。
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