功率半导体的适应性开关速度控制
阅读说明：本技术 功率半导体的适应性开关速度控制 (Adaptive switching speed control of power semiconductors ) 是由 巴斯蒂安·克鲁默 安德烈亚斯·库纳特 诺伯特·斯塔德特 于 2020-03-24 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种半导体开关设备(1),该半导体开关设备包括能开关的功率半导体(T-(2))以及至少一个调节电路(RS-(1),RS-(2)),该调节电路包括电流阱(S-(1),S-(2))和电流放大器(V-(1),V-(2))。电流阱(S-(1),S-(2))经由调节电容器(C-(1))与功率半导体(T-(2))的集电极/漏极电容性耦合,并且被设计用于导出在开关过程中流经调节电容器(C-(1))的电流的部分电流直至能设置的最大电流为止。电流放大器(V-(1),V-(2))在输入侧与电流阱(S-(1),S-(2))的与调节电容器(C-(1))电容性耦合的端部连接并且与正的或负的供电电压连接并且在输出侧与功率半导体(T-(2))的控制电极连接,并且被设计用于,使得放大在开关过程中流经调节电容器(C-(1))的电流的未由电流阱(S-(1),S-(2))导出的部分电流并且将该部分电流导入功率半导体(T2)的控制电极中,使得在开关过程中抵消在功率半导体(T-(2))的集电极-发射极-路径之上或在漏极-源极-路径之上的电压变化。为了改进半导体开关设备(1)提出：半导体开关设备(1)还具有用于适配性接通过渡的附加电路(1.1),该附加电路与功率半导体(T-(2))的控制电极连接并且该附加电路被设计用于,在将功率半导体的集电极-发射极-路径或漏极-源极-路径从截至状态切换到导通状态时,功率半导体(T-(2))的集电极电压或漏极电压的平滑的过渡。(The invention relates to a semiconductor switching device (1) comprising a switchable power semiconductor (T) 2 ) And at least one regulating circuit (RS) 1 ，RS 2 ) The regulating circuit comprises a current sink (S) 1 ，S 2 ) And a current amplifier (V) 1 ，V 2 ). Current trap (S) 1 ，S 2 ) Via a regulating capacitor (C) 1 ) And power semiconductor (T) 2 ) And is designed to derive a current flowing through the regulating capacitor (C) during switching 1 ) Up to a settable maximum current. Current amplifier (V) 1 ，V 2 ) In thatInput side and current sink (S) 1 ，S 2 ) And a regulating capacitor (C) 1 ) The capacitively coupled ends are connected to a positive or negative supply voltage and to a power semiconductor (T) on the output side 2 ) Is connected to the control electrode and is designed such that the amplification flows through the regulating capacitor (C) during switching 1 ) Is not sunk by the current (S) 1 ，S 2 ) A part of the current is derived and introduced into the control electrode of the power semiconductor (T2) in such a way that it is cancelled out during the switching process 2 ) Or on the collector-emitter-path or on the drain-source-path. In order to improve the semiconductor switching device (1), it is proposed that: the semiconductor switching device (1) also has an additional circuit (1.1) for adaptive turn-on transitions, which is connected to the power semiconductor (T) 2 ) And the additional circuit is designed for the power semiconductor (T) when the collector-emitter-path or the drain-source-path of the power semiconductor is switched from the off-state to the on-state 2 ) A collector voltage or a drain voltage of the transistor.)
技术领域
本发明涉及一种半导体开关设备，该设备包括能开关的功率半导体和用于控制功率半导体的开关速度的适应性开关速度控制。
背景技术
这种半导体开关设备例如在变频器中使用，该变频器应用在驱动技术中，其中，能开关的功率半导体被构造作为具有绝缘栅电极的双极晶体管(IGBT)。然而，本发明涉及所有类型的能开关的功率半导体。即，具有基极或栅极、集电极和发射极的功率半导体还有具有栅极、漏极和源极端的能开关的半导体。
通常根据两个相反的标准来选择功率半导体的开关速度。一方面，为了开关损失最小化，在安全运行的前提下，应尽可能快地开关功率半导体。另一方面，为了避免电磁发射和为了改进电磁兼容性(EMC)，功率半导体的开关速度应该受到限制。
最小开关损失的标准和最小电磁兼容性的标准是相互矛盾的设计目标，并且此外，不能在同等程度上考虑所有运行参数。
例如，在被构造作为IGBT的功率半导体接通时，开关损失和电压斜率(在开关过程期间的电压变化的变化)随着关断电流的增加而朝相反方向变化。
相反，在关断这种IGBT时，电压斜率和开关损失随着关断电流的增加大致朝相反的方向上升。
因此以及由于需要考虑其他运行参数，在确定功率半导体的开关速度时必须总是找到折中方案。在运行条件扩展的情况下，为了还能够在运行参数的边界范围中运行，根据现有技术的半导体开关设备必须接受功率损失和/或效率损失。
文献DE 102 11 075 A1描述一种用于模拟驱控的功率半导体的受调节的驱控电路，该驱控电路包括具有控制输入端的数字工作逻辑模块，能够经由A/D转换器将控制信号输送给该控制输入端，借助该控制信号能够影响逻辑模块的数字输出信号，该数字输出信号被接入到模块或组件上，该模块或组件用于将该输出信号转换成功率半导体的模拟或近似模拟的控制变量。
文献DE 10 2005 012 151 B3描述一种用于对具有上游连接的控制级的功率半导体开关进行接通控制和关断控制以及优化在接通和关断时的开关速度的方法和电路布置，其中，检测功率半导体开关的集电极-发射极电流并且根据该集电极-发射极电流控制后续接通过程的开关速度。控制级是通过功率半导体开关的驱控信号控制的采样保持电路，以用于存储功率半导体开关的集电极-发射极电压，以及分别预设另一根据采样保持信号调整开关速度的控制的用于接通和关断功率半导体开关的控制级。
从现有技术中已知的用于改进电磁兼容性(EMC)的其他方法是EMC滤波器和屏蔽装置。此外，已知用于损失耗散的方法，例如改进的冷却或更高的功率半导体耗费。
发明内容
本发明所基于的目的是，提出一种改进的半导体开关设备和一种改进的变频器。
根据本发明，该目的在改进的半导体开关设备方面通过具有权利要求1的特征的半导体开关设备来实现。在改进的变频器方面，该目的通过具有权利要求8的特征的变频器来实现。
本发明的有利的设计方案是从属权利要求的主题。
一种半导体开关设备包括，可经由控制电极、在IGBT的情况下也称作为栅极电极的沿其集电极-发射极-路径的能开关的功率半导体，该功率半导体具有集电极、发射极和栅极以及至少一个调节电路，该调节电路经由调节电容器与至少一个调节电路连接。本发明还能够转用于其他的能开关的功率半导体、即例如MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，该MOSFET代替集电极和发射极而具有漏极和源极。因此，术语集电极和漏极以及发射极和源极可视为是同义的。为了直观地表达，在下文中对于控制电极也使用术语栅极电极。此外，不是在每处都明确指出，集电极和发射极总是指漏极和源极。
调节电路分别包括电流阱和电流放大器。电流阱经由调节电容器与功率半导体的集电极电容性耦合，并且被设计用于导出在开关过程中流经调节电容器的电容器电流的第一部分电流直至接地的能设置的最大电流为止。电流阱与能设置的电压源连接并且被设计用于，使得借助于能设置的电压源能够设置最大能接收的且可导出至地的最大电流。
电流放大器在输入侧与电流阱的与调节电容器电容性耦合的端部连接并且与正的或负的供电电压馈接。电流放大器在输出侧与功率半导体的栅极电极连接。
电流放大器被设计用于，使得在输入侧接收在开关过程中流经调节电容器的电容器电流的对于剩余电流的第二部分电流并且以预定的放大系数放大(该电流未由电流阱导出)，并且导入功率半导体的栅极电极中，使得在开关过程中抵消在功率半导体的集电极-发射极-路径之上的电压变化。
因此，通过在能设置的电压源的高电压的情况下，放大电容器电流的小的剩余电流并且将其导入功率半导体的栅极电极中并且相应地在能设置的电压源的低电压的情况下，放大电容器电流的高的剩余电流并且将其导入到功率半导体的栅极电极中，能够借助能设置的电压源在开关过程中在功率半导体处控制集电极-发射极电压的电压变化的斜率。
因此，能够以有利的方式在功率半导体的每个运行点中设置相对于在开关过程中的损失功率和/或运行参数和/或电磁兼容性的最佳的开关速度。因此，与利用根据现有技术的设备和方法相比，更好地掌控了关键的运行点，例如续流二极管在切断过程中的中断、在关断功率半导体过程中的切断过电压或在低温下启动功率部件。
在极限运行中、例如在功率半导体的集电极-发射极电流非常低或非常高的情况下出现的现象、例如高电压斜率或高开关损失通过根据本发明的解决方案变得不那么关键。
功率部件的性能得到改善，因为目前为关于开关速度的设计标准提供了更高的自由度。因此，减少了开关损失和/或改进了电磁兼容性。由此，能够降低关于EMC、半导体和冷却耗费方面的成本。
对于在功率部件输出端关于电压斜率提出限制的应用，开关速度能够限制在最大值上。在此，例如能够弃用电压斜率滤波器。硬件相同的功率部件能够通过软件中的设置适用于不同的应用并因此能够被分配。由此减少了变体的多样性。
相对于借助于栅极电阻、恒定电流或电压斜坡改变开关速度的适应性的开关速度控制，本发明提供的优点是：在适应调整时几乎不改变开关时间点。因此，开关延迟时间近似保持恒定，因为在出现电压斜率之后才干预开关行为，使得只有适配的电压斜率本身才对完成的开关过程具有影响。
由此，该解决方案对上级控制装置的调节器的行为几乎没有负面影响，因为待输出的电压几乎不会通过附加的延迟时间而改变。
此外，能够在不考虑可变的延迟时间的情况下确定锁定时间(即：在半桥的上功率半导体与下功率半导体之间的死区时间)，使得锁定时间变短，并且根据本发明的半导体开关设备也适合于较高的开关频率，因为减少了因死区时间所引起的电压损失。
相对于纯数字化的解决方案，本发明的成本、空间需求和复杂性显著变低。此外，由于较低的构件耗费，能够预期较低的失效概率。
本发明的电路还具有良好的动态响应，以便调节快速的开关过程。在通过与开关过程无关的驱动器信号控制开关过程期间，直接在功率半导体的栅极处同时干预至少一个根据本发明的调节电路所提供的优点是：这种干预在两个方向上是低阻的。
例如，功率半导体的控制电极、尤其是栅极电极在经由关断电阻关断时被拉向负供电电压的方向，而至少一个根据本发明的调节电路同时拉向正供电电压的方向。由此实现高放大率和足够的动态响应，以调节电压斜率。
在此，半导体开关设备包括用于适配性接通过渡的附加电路，该附加电路与功率半导体的栅极电极连接并且该附加电路被设计用于，在将功率半导体的集电极-发射极-路径从截止状态切换到导通状态时使功率半导体的集电极电压平滑过渡。
由此，能够将功率半导体的集电极-发射极-电压的电压斜率限制在所期望的低值上，由于至少一个调节电路的反应时间和/或通过在接通时功率半导体的栅极漏电感能够提高该电压斜率。
在本发明的一个实施方式中，半导体电路包括具有第一电流放大器的第一调节电路和具有第二电流放大器的第二调节电路，其中，第一电流放大器与负的供电电压连接并且被设计用于将负电流馈入功率半导体的栅极电极中，并且第二电流放大器与正的供电电压连接并且被设计用于将正电流馈入功率半导体的栅极电极中。
该实施方式的优点在于，能够在接通过程中和在关断过程中借助能分开设置的电压源独立地设置电压斜率。
在一个实施方式中，电流阱包括接入电流负反馈中的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、电流负反馈电阻以及能设置的电压源，其中，MOSFET的漏极电极与调节电容器连接并且MOSFET的源极电极经由电流负反馈电阻与地连接，并且MOSFET的栅极电极由以地为参考的可调节的电压源馈电。
能够容易地且借助可用的构件便宜地制造这种电流阱。
在一个实施方式中，电流放大器包括作为源极跟随器接入的MOSFET、栅极电阻、源极电阻以及二极管，其中，二极管在导通方向上以面向MOSFET的栅极电极的方式布置在调节电容器与MOSFET的栅极电极之间。栅极电阻布置在MOSFET的栅极电极与功率半导体的栅极电极之间。源极电阻布置在MOSFET的源极电极与功率半导体的栅极电极之间。
为了通常将源极跟随器电路和发射极跟随器作为上位术语组合在一起，该上位术语被称为源极/发射极跟随器。
能够容易地且借助可用的构件便宜地制造这种电流放大器。
在一个实施方式中，电流放大器具有代替作为源极跟随器接入的作为发射极跟随器接入的双极晶体管，其中，分别地，MOSFET的栅极电极通过双极晶体管的基极电极或栅极电极代替，MOSFET的漏极电极通过双极晶体管的集电极电极代替并且MOSFET的源极电极通过双极晶体管的发射极电极代替。
相对于MOSFET，双极晶体管具有良好的导通行为、高的截止电压和高的鲁棒性。
在本发明的实施方式中，功率半导体被构造作为具有绝缘栅极电极的双极晶体管(IGBT)、被构造作为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、被构造作为碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管(SiC MOSFET)或被构造作为双极晶体管。这种功率半导体能够便宜地获得并且容易地集成到半导体开关设备中。
在所描述的实施方式之一中，变频器包括半导体开关设备，其中，功率半导体被构造作为IGBT。这种变频器适合于在驱动技术中的应用，并且具有低的开关损失以及良好的电磁兼容性。
附图说明
本发明的上述特征、特性和优点以及如何实现本发明的方式和方法结合实施例的下述描述变得更清晰和显而易见，该实施例结合附图作详细阐述。在此示出：
图1示意性地示出在接入功率半导体时，开关能量和电压斜率与集电极电流的相关性，
图2示意性地示出在关断功率半导体时，开关能量与电压斜率之间的关联，
图3示意性地示出在接通时用于调节电压斜率的电路，
图4示意性地示出在关断时用于调节电压斜率的电路，
图5示意性地示出电流阱的实施方式，
图6示意性地示出电流放大器的实施方式，
图7示意性地示出模拟电路以及
图8至图11示出了不同的、借助能设置的电压源预设的最高的电压斜率的模拟开关晶体管的集电极电压、集电极电流和控制电压/栅极电压的模拟时间变化曲线的模拟结果。
在所有附图中，相应的部件彼此设有相同的附图标记。
具体实施方式
图1示意性地示出在接通功率半导体时，电压斜率和接通能量EON与集电极电流IC的强度的相关性，该功率半导体例如能够被构造成为具有绝缘栅极电极的双极晶体管(insulated-gate bipolar transistor，IGBT)。在接通时，对于接入的集电极电流IC，电压斜率和接通能量EON方向相反地变化。随着集电极电流IC的增加，接通能量EON增加，而电压斜率减小。
相反，如图2所示，在关断时，电压斜率和关断能量EOFF同向变化：这两个值都随着接入的集电极电流IC的增加而增加。
此外，除了接入的集电极电流IC之外，开关能量EON、EOFF以及电压斜率与其他的参数相关，例如与温度和中间电路电压相关。因此，例如，与高温和低中间电路电压的情况相比，在低温和高中间电路电压的情况下，更快速地开关功率半导体。
图3示意性地示出在接通开关晶体管T2时，借助第一电流阱S1和第一电流放大器V1以调节集电极电压的斜率的第一调节电路RS1，该开关晶体管被构造成为IGBT。借助于第一和第二开关SW1、SW2经由开关晶体管栅极电阻RG来开关开关晶体管T2。两个开关SW1、SW2交替开关，进而至少从不同时闭合。
根据本发明，开关晶体管T2的集电极经由调节电容器C1与第一电流阱S1电容性耦合。第一电流阱S1被构造用于，使得该电流阱从调节电容器C1接收直至电流阈值I≤I目标的电流并且将其导出至0V。第一电流阱S1不接收由调节电容器C1馈入的、高于电流阈值I目标的电流max(IC1-I目标，0)。未被第一电流阱S1接收的电流差ΔIC1＝max(IC1-I目标，0)被传导给第一电流放大器V1并且由该第一电流放大器以放大系数v放大。放大的差电流v·ΔIC1被馈入到开关晶体管T2的栅极中。
以类似的方式，图4示意性地示出，在关断开关晶体管T2时，借助第二调节电路RS2用以调节电压斜率的电路，该第二调节电路由第二电流阱S2和第二电流放大器V2形成。
根据图3和图4的两个电路的工作原理在原理上是等效的，并且在下面参照根据图4的电路进行解释。
为此假设，在开关过程开始时接通开关晶体管T2。如果关断第一开关SW1而接通第二开关SW2，则开关晶体管T2的栅极放电。开关晶体管T2关断并且开关晶体管T2的集电极处的电压u提高。调节电容器C1导出提高的集电极电压，其中，调节电容器电流流经调节电容器C1。
第二电流阱S2经由调节电容器C1从该电流接收最高至I目标的部分电流I阱。电流的剩余份额被导入到第二电流放大器V2中并由该第二电流放大器以放大系数v放大。因此，第二电流放大器V2的输出电流为IA＝v·ΔIC1。
该输出电流IA被导入到开关晶体管T2的栅极中。由此，开关晶体管T2的栅极电压提高，从而降低了从现在起不再强烈截止的开关晶体管T2的集电极电流IC的斜率。这引起集电极电压斜率的减小，并且由此引起经由调节电容器C1的调节电容器电流IC1的减小。
由此，开关晶体管T2的集电极电压的电压斜率减小。
因此，对于放大系数v→∞的作为理想工作假设的第二电流放大器V2，设置如下电压斜率：
因为根据I阱≤I目标限制由第二电流阱S2最高能接收的部分电流，所以电流阈值I目标作用为电压斜率的调节变量。
如果在开关时电压斜率超过借助于电流阈值I目标预设的极限值，使得
则通过从开关晶体管T2的集电极经由调节电容器C1和第二电流放大器V2到开关晶体管T2的栅极上且经由开关晶体管T2的转移特性再次回到开关晶体管的集电极上的闭合回路来调节电压斜率。
如果在关断时集电极电压的变化没有达到借助电流阈值预设的最大值，使得在整个关断过程期间适用，则由第二电流阱S2和第二电流放大器V2形成的第二调节电路RS2不起作用。
图5示意性地示出在关断时用以限制开关晶体管T2的集电极电压斜率的第二调节电路RS2的第二电流阱S2的实施方式。第二电流阱S2包括金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)T3、在MOSFET T3的源极侧接地的电流负反馈电阻R1、以及能设置的电压源U适应，该电压源预设MOSFET T3的栅极电压。利用能设置的电压源U适应的正的栅极电压能够设置电流阈值I目标，从该电流阈值起MOSFET T3转移到线性运行。
由第二电流阱S2接收的电流I阱能够根据能设置的电压源U适应的电压、根据MOSFETT3的栅极-源极-阈值电压UGS(th)，3和根据电流负反馈电阻R1进行如下计算：
UGS(th)，3+I阱·R1＝U适应
图6示意性地示出第二电流放大器V2的实施方式，该第二电流放大器包括MOSFETT1、源极电阻R2、栅极电阻R3和二极管D1。MOSFET T1、源极电阻R2和栅极电阻R3以源极跟随器V2的方式连接。串联在栅极的输入侧的上游的二极管D1预设电流方向，使得源极跟随器V2仅对正向的、即流向栅极方向的差电流ΔIC1＝IC1-I阱有效。
在未详细示出的实施例中，MOSFET T1能够通过双极晶体管代替。于是，第二电流放大器V2作为发射极跟随器而运行。
借助于电阻R2、R3，在考虑MOSFET T1的栅极-源极-阈值电压UGS(th)，1的情况下能够如下确定第二电流放大器V2的放大系数v：
对于开关晶体管T2在米勒平台中的运行并且在忽略在栅极电极与集电极电极之间的寄生米勒电容的情况下，
其中，是沿开关晶体管栅极电阻RG流动的电流，该电流从负的供电电压U_(例如在图6中假设为负8伏)以及从开关晶体管T2的米勒平台电压U米勒平台，2中如下得出：
通过使用开关晶体管T2处的电流-电压关系：
并在考虑根据图5解释的电流关系的情况下，
因此，对于开关晶体管T2的集电极电压的电压斜率得到如下电压斜率确定公式：
从中能够了解到，电压斜率能够直接经由能设置的电压源U适应控制。
在使用该电压斜率确定公式的情况下需考虑：对于栅极-源极-阈值电压UGS(th)，1，UGS(th)，3以及对于米勒平台电压U米勒平台，2不使用数据表值，而对于分别待设置的漏极电流或集电极电流IC，这些值应从相应部件的图表中提取，
如果第二电流放大器V2借助双极晶体管代替MOSFET T1作为发射极跟随器而实施，则代替栅极-源极-阈值电压UGS(th)，1必须将双极晶体管的基极-发射极-电压UBE应用到电压斜率确定公式中。
在根据图3的接通过程中，用于调节电压斜率的第一调节电路RS1的工作方式相对于第二调节电路RS2的描述以类似的方式得出，其中，使用按照根据图3的电路的构件代替按照根据图4的电路的构件。
图7示出用于第一和第二调节电路RS1、RS2的借助模拟工具LTSpice进行模拟的模拟电路1的电路。模拟电路1包括用于适配性接通过渡的附加电路1.1，该附加电路布置在开关晶体管T2的栅极侧。此外，模拟电路1具有布置在续流二极管U1的阴极侧的第一漏电感L2以及布置在开关晶体管T2的栅极侧的第二漏电感L3，以实现开关行为的应用相关的模拟。
为了模拟200安培的IGBT额定电流，通过五个单独晶体管的并联电路来仿真开关晶体管T2，根据制造商英飞凌的信息，这五个单独晶体管被模拟作为40安培IGBT3沟槽IGBT(Trench-IGBT)的2级模型。
模拟电路1还包括作为开关SW1、SW2的电压控制的开关，并利用双极驱动器供应装置供有正的供应电压U+＝15伏和负的供电电压U_＝-8伏。
用于适配性接通过渡的附加电路1.1实现集电极电压u从截止状态到导通状态的平滑过渡，并且防止或减少了电压斜率的所期望的降低的延迟，否则会由于电流放大器V1和漏电感L3的反应时间在突然接通集电极电流IC时引起该延迟。在最大的电压斜率不要求遵守的实施方式中，能够弃用附加电路1.1。对于关断过程不需要模拟电路1.1，因为电压斜率在关断时缓慢上升，进而实现电流放大器V2的足够快速的调节干预。
在根据图7的实施方式中，第二放大器V2具有电阻R7。驱动器的栅极电阻RG和电阻R7以有利的方式为谐振电路提供阻尼，该谐振电路由开关晶体管T2的栅极电容和栅极电路的漏电感L3所形成。与根据本发明的电路的良好的动态响应相反，从现有技术中已知的运算放大器电路损失了开关时间并且只能提供低的栅极电流。由于原理所决定的滞后，从现有技术中已知的、具有推挽输出级的驱动器也仅提供较低的动态响应。从现有技术中已知的、具有在栅极电路中的电感的开关输出级同样仅提供相对于本发明减小的动态响应并且实施起来是耗费且成本高的。
图8至图11示出利用模拟工具LTSpice对模拟电路1进行模拟的结果，其中，集电极电压u的变化、由开关晶体管T2接入的开关电流i的变化以及开关晶体管T2的栅极处的栅极电压uG的变化作为从开关时间点计算的时间t的函数。图8到图11中的每附图针对能设置的电压源U适应的四个不同的设置分别示出集电极电压曲线u(k)(t)，k＝1...4、开关电流曲线i(k)(t)，k＝1...4以及栅极电压曲线由此电压源在开关过程中对电压斜率的影响变得显而易见。指数k分别随能设置的电压源U适应的电压值增加，进而也随电压斜率增加。
图8示出了模拟近似无电流的开关晶体管T2的接通过程的模拟曲线能设置的电压源U适应的电压选择得越高，即：随着增加的指数k，集电极电压曲线u(k)(t)，k＝1...4的电压斜率就越高。栅极电压曲线的平台相应地是不同的。利用该实施方式，能够将集电极电压曲线u(k)(t)，k＝1...4的电压斜率降低到在没有调节电路RS1、RS2的情况下能实现的值的四分之一。
图9示出在一半的额定电流强度下，即：在接入的电流强度为200安培的情况下，模拟开关晶体管T2的接通过程的模拟曲线
图10示出在额定电流强度下，即：在接入的电流强度为400安培的情况下，模拟开关晶体管T2的接通过程的模拟曲线
从图9和图10中可见：电压斜率随着接入的电流强度的增加而减小。同时，能设置的电压源U适应的电压影响减小，尤其是在电压值较低的情况下影响减小，使得在接入的电流强度较高的情况下，集电极电压曲线u(k)(t)，k＝1...4的电压斜率与接入的电流强度较低的情况相比差异不那么强烈。
图11示出在额定电流强度下，即：在接入的电流强度为400安培的情况下，模拟开关晶体管T2的关断过程的模拟曲线在此，随着能设置的电压源U适应的电压变高，电压斜率也跟随该值升高。此外，在此，在集电极电压u上升的情况下，也设置栅极电压曲线的不同高度的平台。
尽管详细地通过优选的实施例仔细阐述和描述了本发明，然而本发明不受所公开的实例限制，并且能够由本领域技术人员从中推导出其他的变体方案，而没有偏离本发明的保护范围。