具体实施方式

在下文中，将参考附图详细地描述本发明的优选实施例。要在下文中与附图一起公开的详细描述是为了描述本发明的实施例，而不是为了描述用于执行本发明的唯一实施例。下面的详细描述包括细节以便提供完整理解。然而，本领域的技术人员知道能够在没有这些细节的情况下执行本发明。

在一些情况下，为了防止本发明的概念模糊，可以省略已知结构和设备或者可以基于每个结构和设备的核心功能以框图格式图示已知结构和设备。

在本说明书中，基站意指直接执行与终端的通信的网络的终端节点。在本文档中，被描述为由基站执行的特定操作在一些情况下可以由基站的上层节点来执行。也就是说，显而易见的是在由包括基站的多个网络节点构成的网络中，为了与终端通信而执行的各种操作可以由基站或除该基站以外的其他网络节点来执行。基站(BS)可以通常用诸如固定站、节点B、演进型节点B(eNB)、基础收发器系统(BTS)、接入点(AP)等的术语取代。另外，“终端”可以是固定的或可移动的，并且用诸如用户设备(UE)、移动站(MS)、用户终端(UT)、移动订户站(MSS)、订户站(SS)、高级移动站(AMS)、无线终端(WT)、机器型通信(MTC)设备、机器对机器(M2M)设备、设备对设备(D2D)设备等的术语取代。

在下文中，下行链路意指从基站到终端的通信，而上行链路意指从终端到基站的通信。在下行链路中，发射器可以是基站的一部分并且接收器可以是终端的一部分。在上行链路中，发射器可以是终端的一部分并且接收器可以是基站的一部分。

以下描述中使用的特定术语被提供来帮助了解本发明，并且可以在不脱离本发明的技术精神的范围内将特定术语的使用修改成其他形式。

可以在诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波-FDMA(SC-FDMA)、非正交多址(NOMA)等的各种无线接入系统中使用以下技术。CDMA可以通过无线电技术通用陆地无线电接入(UTRA)或CDMA2000来实现。TDMA可以通过诸如全球移动通信系统(GSM)/通用分组无线电服务(GPRS)/增强型数据速率GSM演进(EDGE)的无线电技术来实现。OFDMA可以作为诸如IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802-20、E-UTRA(演进型UTRA)等的无线电技术来实现。UTRA是通用移动通信系统(UMTS)的一部分。作为使用演进型UMTS陆地无线电接入(E-UTRA)的演进型UMTS(E-UMTS)的一部分的第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)在下行链路中采用OFDMA并且在上行链路中采用SC-FDMA。LTE-高级(A)是3GPP LTE的演进。

本发明的实施例可以基于在作为无线接入系统的IEEE 802、3GPP和3GPP2中的至少一个中公开的标准文档。在本发明的实施例当中未被描述为明确地示出本发明的技术精神的步骤或部分可以基于这些文档。另外，本文档中公开的所有术语可以由标准文档来描述。

为了清楚描述，主要对3GPP LTE/LTE-A进行描述，但是本发明的技术特征不限于此。

本发明的实施例可以被应用于的通用无线通信系统

图1示出在本发明的实施例可以被应用于的无线通信系统中的无线电帧的结构。

3GPP LTE/LTE-A支持能够被应用于频分双工(TDD)的类型1无线电帧结构和能够被应用于时分双工(TDD)的类型2无线电帧结构。

在图1中，时域中的无线电帧的大小以时间单位“T_s＝1/(15000*2048)”的倍数表达。下行链路和上行链路传输包括具有T_f＝307200*T_s＝10ms的间隔的无线电帧。

图1的(a)图示类型1无线电帧结构。类型1无线电帧结构可以被应用于全双工FDD和半双工FDD这两者。

无线电帧包括10个子帧。一个无线电帧包括20个时隙，均具有T_slot＝15360*T_s＝0.5ms的长度。索引0到19被指配给相应的时隙。一个子帧在时域中包括两个连续的时隙，并且子帧i包括时隙2i和时隙2i+1。发送一个子帧所耗费的时间被称为传输时间间隔(TTI)。例如，一个子帧的长度可以是1ms，并且一个时隙的长度可以是0.5ms。

在FDD中，在频域中分类上行链路传输和下行链路传输。对全双工FDD不存在限制，然而在半双工FDD操作中UE不能够同时执行发送和接收。

一个时隙在时域中包括多个正交频分复用(OFDM)符号并且在频域中包括多个资源块(RB)。OFDM符号用于表达一个符号时段，因为3GPP LTE在下行链路中使用OFDMA。OFDM符号也可以被称为SC-FDMA符号或符号时段。资源块是资源分配单元并且包括一个时隙中的多个连续的子载波。

图1的(b)示出类型2无线电帧结构。

类型2无线电帧结构包括2个半帧，均具有153600*T_s＝5ms的长度。半帧中的每个包括均具有30720*T_s＝1ms的长度的5个子帧。

在TDD系统的类型2无线电帧结构中，上行链路-下行链路配置是示出针对所有子帧如何分配(预留)上行链路和下行链路的规则。

表1示出上行链路-下行链路配置。

[表1]

参考表1，对于无线电帧的每个子帧，‘D’指示用于下行链路传输的子帧，‘U’指示用于上行链路传输的子帧，并且‘S’指示包括下行链路导频时隙(DwPTS)、保护时段(GP)和上行链路导频时隙(UpPTS)的三个字段的特殊子帧。

DwPTS被用于UE的初始小区搜索、同步或信道估计。UpPTS被用于eNB执行信道估计并且用于UE执行上行链路传输同步。GP是用于去除由于在上行链路和下行链路之间的下行链路信号的多路径延迟导致在上行链路中出现的干扰的间隔。

每个子帧i包括时隙2i和时隙2i+1，均具有“T_slot＝15360*T_s＝0.5ms”。

上行链路-下行链路配置可以被划分成七种类型。在七种类型中下行链路子帧、特殊子帧以及上行链路子帧的位置和/或数目是不同的。

从下行链路变成上行链路的时间点或者从上行链路变成下行链路的时间点被称为切换点。切换点周期意指其中上行链路子帧和下行链路切换以相同方式被重复的周期。切换点周期支持5ms和10ms这两者。在5ms的下行链路-上行链路切换点的周期的情况下，特殊子帧S存在于每个半帧中。在10ms的下行链路-上行链路切换点的周期的情况下，特殊子帧S仅存在于第一半帧中。

在所有的七个配置中，编号0和编号5子帧以及DwPTS是仅用于下行链路传输的间隔。UpPTS、子帧以及继该子帧之后的子帧始终是用于上行链路传输的间隔。UpPTS、子帧和这些子帧后的子帧通常是用于上行链路传输的间隔。

eNB和UE这两者可以知道诸如系统信息的上行链路-下行链路配置。每当上行链路-下行链路配置信息改变时，eNB可以通过仅发送配置信息的索引来通知UE无线电帧的上行链路-下行链路分配状态中的变化。此外，配置信息是一种下行链路控制信息。像调度信息一样，配置信息可以通过物理下行链路控制信道(PDCCH)被发送，并且可以作为广播信息通过广播信道被共同地发送到小区中的所有的UE。

表2示出特殊子帧的配置(即，DwPTS/GP/UpPTS的长度)。

[表2]

根据图1的示例的无线电帧的结构仅是一个示例。被包括在一个无线电帧中的子载波的数目、被包括在一个子帧中的时隙的数目以及被包括在一个时隙中的OFDM符号的数目可以以各种方式被改变。

图2是图示能够应用本发明的无线通信系统中的用于一个下行链路时隙的资源网格的图。

参考图2，一个下行链路时隙在时域中包括多个OFDM符号。在本文中，示例性地描述了一个下行链路时隙包括7个OFDM符号并且一个资源块在频域中包括12个子载波，但是本发明不限于此。

资源网格上的每个元素被称为资源元素，并且一个资源块包括12×7个资源元素。包括在下行链路时隙中的资源块的数目N^DL从属于下行链路传输带宽。

上行链路时隙的结构可以与下行链路时隙的结构相同。

图3图示能够应用本发明的无线通信系统中的下行链路子帧的结构。

参考图3，子帧的第一时隙中的最多前三个OFDM符号是分配有控制信道的控制区域，并且其余的OFDM符号是分配有物理下行链路共享信道(PDSCH)的数据区域。3GPP LTE中使用的下行链路控制信道的示例包括物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)、物理混合ARQ指示符信道(PHICH)等。

PFCICH在子帧的第一OFDM符号中被发送并且传输关于在子帧用于发送控制信道的OFDM符号的数目(即，控制区域的大小)的信息。作为对上行链路的响应信道的PHICH传输用于混合自动重传请求(HARQ)的肯定应答(ACK)/否定应答(NACK)信号。通过PDCCH发送的控制信息被称为下行链路控制信息(DCI)。下行链路控制信息包括上行链路资源分配信息、下行链路资源分配信息或针对预定终端组的上行链路发射(Tx)功率控制命令。

PDCCH可以传输下行链路共享信道(DL-SCH)的资源分配和传输格式(也被称为下行链路许可)、上行链路共享信道(UL-SCH)的资源分配信息(也被称为上行链路许可)、寻呼信道(PCH)中的寻呼信息、DL-SCH中的系统信息、用于诸如在PDSCH中发送的随机接入响应的上层控制消息的资源分配、针对预定终端组中的各个终端的发射功率控制命令的聚合、IP语音电话(VoIP)。可以在控制区域内发送多个PDCCH并且终端可以监测多个PDCCH。PDCCH由多个连续的控制信道元素(CCE)中的一个或聚合构成。CCE是用来向PDCCH提供根据无线电信道的状态的编译率(coding rate)的逻辑分配单元。CCE对应于多个资源元素组。PDCCH的格式和可用PDCCH的比特数目是根据CCE的数目与由这些CCE提供的编译率之间的关联性而确定的。

基站根据要发送的DCI来确定PDCCH格式并且将循环冗余校验(CRC)附加到控制信息。根据PDCCH的所有者或目的，CRC以唯一标识符(被称为无线电网络临时标识符(RNTI))掩蔽。在用于特定终端的PDCCH的情况下，终端的唯一标识符(例如，小区-RNTI(C-RNTI))可以被用来掩蔽CRC。可替选地，在用于寻呼消息的PDCCH的情况下，CRC可以以寻呼指示标识符(例如，寻呼-RNTI(P-RNTI))掩蔽。在用于系统信息，更详细地，系统信息块(SIB)的PDCCH的情况下，CRC可以以信息标识符(即，系统信息(SI)-RNTI)掩蔽。CRC可以以随机接入(RA)-RNTI掩蔽，以便指示作为对随机接入前导的发送的响应的随机接入响应。

EPDCCH(增强型PDCCH)携带UE特定(UE特定)信令。EPDCCH物理资源块被设置为UE特定的：位于(PRB物理资源块)。换句话说，如上所述，在子帧中的第一时隙的前面最多三个OFDM符号中发送PDCCH，而可以在除了PDCCH之外的资源区域中发送EPDCCH。能够通过上层信令(例如，RRC信令等)在终端中设置其EPDCCH子帧开始(即，符号)的时间。

EPDCCH能够携带与DL-SCH相关联的传输格式、资源分配和HARQ信息；与UL-SCH相关联的传输格式、资源分配和HARQ信息；以及与SL-SCH(侧链路共享信道)和PSCCH(物理侧链路控制信道)相关联的资源分配信息。存在能够支持的多个EPDCCH，终端可以监视一组EPCCH。

EPDCCH CCE是连续的高级中的一个或多个：可以使用(ECCE增强的CCE)发送，针对每个EPDCCH格式确定每单个EPDCCH的ECCE的数目。

每个ECCE是多个资源元素组：可以由(EREG增强资源元素组)组成。EREG用于定义ECCE的RE映射。PRB和16EREG成对地存在。除了在每个PRB对中携带DMRS的RE之外，所有RE都是从0到15的数目，以便于按照其中给定频率增加的顺序在下一次增加。

UE可以监测多个EPDCCH。例如，UE能够设置一个或两个EPDCCH集内的PRB对之一，以监视EPDCCH传输。

针对EPCCH能够以不同码率(编译速率)实现对不同数目的ECCE的合并。EPCCH可以使用局部传输(局部化传输)或分布传输(分布式传输)，从而PRB在RE内的ECCE映射可以变化。

图4图示能够应用本发明的无线通信系统中的上行链路子帧的结构。

参考图4，可以在频域中将上行链路子帧划分成控制区域和数据区域。传输上行链路控制信息的物理上行链路控制信道(PUCCH)被分配给控制区域。传输用户数据的物理上行链路共享信道(PUSCH)被分配给数据区域。一个终端不同时发送PUCCH和PUSCH以便维持单载波特性。

子帧中的资源块(RB)对被分配给用于一个终端的PUCCH。包括在RB对中的RB分别占据两个时隙中的不同子载波。分配给PUCCH的RB对在时隙边界处跳频。

参考信号(RS)

在无线通信系统中，因为数据是通过无线电信道发送的，所以信号可能在传输期间失真。为了让接收机侧准确地接收已失真的信号，需要通过使用信道信息来校正所接收到的信号的失真。为了检测信道信息，主要使用发射器侧和接收器侧这两者都知道的信号发送方法以及通过使用在经由信道发送信号时的失真度来检测信道信息的方法。前述信号被称为导频信号或参考信号(RS)。

最近，当在大多数的移动通信系统中发送分组时，除了单个发射天线和单个接收天线之外，多个发射天线和多个接收天线被采用以增加收发效率。当通过使用MIMO天线来发送和接收数据时，需要检测发射天线与接收天线之间的信道状态以便准确地接收信号。因此，各个发射天线需要具有单独的参考信号。

无线通信系统中的参考信号主要能够被归类成两种类型。特别地，存在用于信道信息获取的用途的参考信号和用于数据解调的参考信号。因为前一个参考信号的目的是为了使UE(用户设备)获取DL(下行链路)中的信道信息，所以前一个参考信号应在宽带上被发送。并且，即使UE在特定的子帧中不接收DL数据，也应通过接收相应的参考信号来执行信道测量。此外，相应的参考信号能够被用于针对切换等等的移动性管理的测量。后一个参考信号是当基站发送DL数据时一起发送的参考信号。如果UE接收相应的参考信号，则UE能够执行信道估计，从而解调数据。并且，相应的参考信号应在数据发送的区域中被发送。

DL参考信号被归类成用于关于信道状态的信息的获取和关联于切换等等的测量的由所有终端共享的公共参考信号(CRS)、和用于特定终端的数据解调的专用参考信号(DRS)。可以通过使用参考信号来提供用于解调和信道测量的信息。即，DRS仅被用于数据解调，而CRS被用于包括信道信息获取和数据解调的两种用途。

接收器侧(即，终端)从CRS测量信道状态，并且将与信道质量相关联的指示符(诸如信道质量指示符(CQI))、预编译矩阵索引(PMI)和/或秩指示符(RI)反馈给发送侧(即，基站)。CRS也被称为小区特定RS。相反，与信道状态信息(CSI)的反馈相关联的参考信号可以被定义为CSI-RS。

可以在需要PDSCH上的数据解调时通过资源元素来发送DRS。终端可以通过上层来接收DRS是否存在，并且只有当相应的PDSCH被映射时才有效。DRS可以被称为UE特定RS或解调RS(DMRS)。

图5图示能够应用本发明的无线通信系统中的映射到下行链路资源块对的参考信号图案。

参考图5，作为参考信号被映射的单位，下行链路资源块对可以由时域中的一个子帧×频域中的12个子载波来表达。也就是说，一个资源块对在正常循环前缀(CP)的情况下具有14个OFDM符号的长度(参见图5的(a))，而在扩展循环前缀(CP)的情况下具有12个OFDM符号的长度(参见图5的(b))。在资源块网格中表示为“0”、“1”、“2”和“3”的资源元素(RE)分别意指天线端口索引“0”、“1”、“2”和“3”的CRS的位置，并且表示为“D”的资源元素意指DRS的位置。

在下文中，当对CRS进行更详细的描述时，CRS被用来估计物理天线的信道，并且作为可以由定位在小区中的所有终端共同接收的参考信号分布在整个频带中。即，作为小区特定信号，CRS遍及宽带在各个子帧中发送。另外，CRS可以用于信道质量信息(CSI)和数据解调。

CRS根据在发射器侧(基站)的天线阵列被定义为各种格式。根据在3GPP LTE系统(例如，版本8)中基站的发射天线的数目，基于最多4个天线端口发送RS。发射器侧具有单个发射天线、两个发射天线和四个发射天线的三种类型的天线阵列。例如，在基站的发射天线的数目是2个的情况下，用于天线#1和天线#2的CRS被发送。对于另一个实例，在基站的发射天线的数目是4个的情况下，用于天线#1至#4的CRS被发送。

当基站使用单个发射天线时，用于单个天线端口的参考信号被排列。

当基站使用两个发射天线时，通过使用时分复用(TDM)方案和/或频分复用(FDM)方案来排列用于两个发射天线端口的参考信号。也就是说，不同的时间资源和/或不同的频率资源被分配给用于彼此区分开的两个天线端口的参考信号。

而且，当基站使用四个发射天线时，通过使用TDM和/或FDM方案来排列用于四个发射天线端口的参考信号。由下行链路信号接收侧(终端)测量到的信道信息可以被用来对通过使用诸如单个发射天线传输、传输分集、闭环空间复用、开环空间复用或多用户MIMO的传输方案发送的数据进行解调。

在支持MIMO天线的情况下，当从特定天线端口发送参考信号时，参考信号根据该参考信号的图案被发送到特定资源元素的位置，而不是发送到用于另一天线端口的特定资源元素的位置。也就是说，不同的天线当中的参考信号是彼此不重复的。

用于将CRS映射到资源块的规则定义如下。

[等式1]

k＝6m+(v+v_shift)mod6

在等式1中，k和l分别表示子载波索引和符号索引，p表示天线端口。表示一个下行链路时隙中的OFDM符号的数量，并且表示分配给下行链路的无线电资源的数量。n_s表示时隙索引，并且表示小区ID。mod表示模运算。参考信号的位置根据频域中v_shift的值而变化。因为v_shift取决于小区ID，所以参考信号的位置具有取决于小区的各种频移值。

更具体地，为了通过CRS改善信道估计性能，可以根据小区在频域中移位CRS的位置。例如，当以三个子载波的间隔来定位参考信号时，一个小区中的参考信号被分配给第3k子载波，并且另一个小区中的参考信号被分配给第(3k+1)子载波。就一个天线端口而言，参考信号在频域中以六个资源元素的间隔排列，并且以三个资源元素的间隔与分配给另一个天线端口的参考信号隔开。

在时域中，参考信号以从每个时隙的符号索引“0”开始的恒定间隔排列。根据循环前缀的长度不同地定义时间间隔。在正常循环前缀的情况下，参考信号被定位在时隙的符号索引“0”和“4”处。在扩展循环前缀的情况下，参考信号被定位在时隙的符号索引“0”和“3”处。在一个OFDM符号中定义用于在两个天线端口当中具有最大值的天线端口的参考信号。因此，在四个传输天线传输的情况下，用于参考信号天线端口“0”和“1”的参考信号被定位在时隙的符号索引“0”和“4”(在扩展循环前缀的情况下符号索引“0”和“3”)，并且用于天线端口“2”和“3”的参考信号被定位在时隙的符号索引“1”处。频域中的用于天线端口“2”和“3”的参考信号的位置在第二时隙中彼此改变。

下面更详细地描述DRS。DRS被用于解调数据。在多输入/输出天线传输中，在没有变化的情况下使用用于特定UE的预编译权重，以便于当UE已经接收到参考信号时估计与从每个传输天线发送的传输信道组合并对应的信道。

3GPP LTE系统(例如，版本-8)支持多达四个传输天线，并且定义用于秩1波束形成的DRS。用于秩1波束形成的DRS还指示用于天线端口索引“5”的参考信号。

将DRS映射到资源块的规则定义如下。等式2指示正常循环前缀的情况，并且等式3指示扩展循环前缀的情况。

[等式2]

[等式3]

在等式2和3中，k和l分别表示子载波索引和符号索引，p表示天线端口。表示频域中的资源块的大小，并且被表达为子载波的数量。n_PRB表示物理资源块的数量。表示用于PDSCH传输的资源块的频带。n_s表示时隙索引，并且表示小区ID。mod表示模运算。参考信号的位置根据频域中v_shift的值而变化。因为v_shift取决于小区ID，所以参考信号的位置具有取决于小区的各种频移值。

在作为LTE系统的演进和高级形式的LTE-A系统中，需要设计最多八个传输天线以支持基站的下行链路。因此，还需要支持用于多达8个传输天线的RS。在LTE系统中，因为在下行链路RS中仅定义多达四个天线端口的RS，所以当LTE-A系统中基站具有四个或更多且多达八个下行链路传输天线时，用于天线端口的RS需要被另外定义和设计。用于多达八个传输天线端口的RS每个都需要被设计为上述用于信道测量的RS和用于数据解调的RS。

设计LTE-A系统的一个重要考虑因素是向后兼容性，即，即使在具有未研究情况的LTE-A系统中，LTE终端也需要正常运行，并且系统还需要支持向后兼容性。就RS传输而言，在每个子帧在整个频带中发送LTE中定义的CRS的时频域中，必须另外定义用于多达八个传输天线端口的RS。在LTE-A系统中，当通过与现有LTE的CRS相同的方法在每个子帧将用于多达八个传输天线的RS图案添加到整个频带时，RS开销过度增加。

因此，在LTE-A系统中，新设计的RS大致分类成两种类型，其包括用于用来选择MCS、PMI等的信道测量的RS(CSI-RS：信道状态信息-RS、信道状态指示-RS等)、和用于解调发送到八个传输天线的数据的RS(DMRS：数据解调-RS)。

用于信道测量的CSI-RS的特征在于其被设计用于信道测量的主要目的，不同于用于测量(诸如信道测量和切换)以及数据解调的现有CRS。当然，CSI-RS也可以用于诸如切换的测量目的。因为仅为了获得关于信道状态的信息而发送CSI-RS，所以与CRS不同，可以不每个子帧发送CSI-RS。为了减少CSI-RS的开销，在时间轴上间歇地发送CSI-RS。

DMRS被专门发送到UE用于数据解调，该UE在相应的时频域中被调度。即，特定UE的DMRS仅被发送到已经调度相应UE的区域，即，接收数据的时频域。

在LTE-A系统中，eNB必须为所有天线端口发送CSI-RS。因为每个子帧多达八个传输天线端口的CSI-RS的传输具有太多开销的缺点，所以不每个子帧发送CSI-RS并且必须在时间轴上间歇地发送，从而减少开销。即，CSI-RS可以以一个子帧的整数倍周期周期性地发送，或者以特定传输模式发送。在这种情况下，可以由eNB配置发送CSI-RS的周期或图案。

为了测量CSI-RS，UE需要知道关于CSI-RS的传输子帧索引、传输子帧中的CSI-RS资源元素(RE)时频位置、以及用于UE本身所属的小区的每个CSI-RS天线端口的CSI-RS序列的信息。

在LTE-A系统中，eNB必须将CSI-RS发送到多达八个天线端口中的每个。被用于不同天线端口的CSI-RS传输的资源必须彼此正交。当一个eNB发送用于不同天线端口的CSI-RS时，能够通过将用于各个天线端口的CSI-RS映射到不同RE来以FDM/TDM方案正交地分配资源。可替选地，通过被映射到相互正交的码，可以以CDM方案发送用于不同天线端口的CSI-RS。

当eNB在其自己的小区中向UE通知关于CSI-RS的信息时，eNB首先必须向UE通知关于用于每个天线端口的CSI-RS被映射到的时间频率的信息。更具体地，该信息包括发送CSI-RS的子帧编号或发送CSI-RS的周期、发送CSI-RS的子帧偏移、发送特定天线的CSI-RSRE的OFDM符号编号、频率间隔、RE在频率轴中的偏移或移位值等。

相位补偿参考信号(PCRS)

下面详细描述PCRS。

DL PCRS过程

如果在预期用于UE的子帧n中UE检测到具有DCI格式B1或B2的xPDCCH，则UE在相应子帧处的DCI中指示的PCRS天线端口处接收DL PCRS。

UL PCRS过程

如果UE在预期用于UE的子帧n中检测到具有DCI格式A1或A2的xPDCCH，则UE使用与在DCI中指示的被指配的DM-RS天线端口相同的一个或两个PCRS天线端口在子帧n+4+m+1中发送UL PCRS，除了以下条件(条件1和条件2)之外。

-条件1：如果检测到的DCI的双PCRS字段被设置为“1”并且指配给xPDCCH的DM-RS端口的数量是“1”，则UE使用DCI中指示的指配的DM-RS天线端口和具有与特定PCRS天线端口相同的子载波位置的附加的PCRS天线端口在子帧n+4+m+1中发送UL PCRS。

-条件2：PCRS和xPUSCH的相对发射功率比由下面的表3定义的传输方案确定。

表3指示给定层上的PCRS和xPUSCH的相对发射功率比的示例。

[表3]

在下面更详细地描述PCRS。

与xPUSCH相关联的PCRS(1)在天线端口p∈{40,41,42,43}上发送，(2)存在并且即使xPUSCH传输与相对应的天线端口相关联其也是用于相位噪声补偿的有效准则，并且(3)仅在物理资源块和映射相应xPUSCH的符号上发送。

序列生成

对于任何天线端口p∈{40,41,42,43}，参考信号序列r(m)由以下等式4定义。

[等式4]

伪随机序列c(i)由长度为31的Gold序列定义，并且伪随机序列生成器在每个子帧的开始处被初始化，如以下等式5中那样。

[公式5]

数量(i＝0，1)被如下给出。

-如果较高层没有提供用于的值。

-如果较高层提供用于的任何值。

除非另有说明，否则n_SCID的值为零。对于xPUSCH传输，由与xPUSCH传输相关的DCI格式给出n_SCID。

映射到资源元素

对于天线端口p∈{40，41，42，43}，在具有为相应的xPUSCH传输指配的频域索引n_PRB的物理资源块中，根据此参考信号序列r(m)的一部分被映射到用于子帧中的相对应的xPUSCH符号的复值调制符号

对于xPUSCH物理资源分配的开始物理资源块索引和xPUSCH物理资源块的数量一个子帧中的资源元素(k，l′)由以下等式6给出。

[公式6]

在等式6中，m′＝0，1，2，l′表示一个子帧中的符号索引，并且表示给定子帧中的xPUSCH的最后符号索引。

用于在集合S中的任何天线端口上从一个UE发送UE特定PCRS的资源元素(k，l′)不被用于在同一子帧中的任何天线端口上发送xPUSCH。

这里，S是{40}、{41}、{42}。

载波频率偏移(CFO)效应

从发射器(例如，基站)发送的基带信号通过振荡器中产生的载波频率转变到通带，并且通过载波频率发送的信号在接收器(例如，UE)处通过相同的载波频率被转变成基带信号。

在这种情况下，由接收器接收的信号可以包括与载波相关的失真。

失真的示例可以包括由发射器的载波频率与接收器的载波频率之间的差异引起的失真现象。

因为在发射器和接收器中使用的振荡器不相同而发生此载波频率偏移或者根据UE的移动而发生多普勒频移。

多普勒频率与UE的移动速度和载波频率成比例，并且由以下等式7定义。

[等式7]

在等式7中，f_c,f_d,v,c分别表示载波频率、多普勒频率、UE的移动速度和光速。

此外，归一化载波频率偏移(ε)由以下等式8定义。

[等式8]

在等式8中，f_offset,Δf,ε分别表示载波频率偏移、子载波间隔和以子载波间隔归一化的载波频率偏移。

当存在载波频率偏移时，时域的接收信号是将发送信号乘以相位旋转的结果，并且频域的接收信号是在频域中移位发送信号的结果。

在这种情况下，接收信号受到所有其他子载波的影响，并且发生载波间干扰(ICI)。

也就是说，当发生分数载波频率偏移时，频域的接收信号由以下等式9表示。

等式9指示在频域中具有CFO的接收信号。

[等式9]

在等式9中，k,l,N,Y[·],X[·],H[·],I[·],Z[·]分别表示子载波索引、符号索引、FFT大小、接收信号、发送信号、频率响应、由CFO产生的ICI、白噪声。

如以上等式9所定义，如果存在载波频率偏移，则第k个子载波的幅度和相位可能失真，并且可能发生由于相邻子载波引起的干扰。

如果存在载波频率偏移，则可以通过以下等式10给出由相邻子载波引起的干扰。

等式10指示由CFO引起的ICI。

[等式10]

相位噪声效应

如上所述，从发射器发射的基带信号通过振荡器中产生的载波频率转变到通带，并且通过载波频率发送的信号在接收机处通过相同的载波频率转换成基带信号。

由接收器接收的信号可以包括与载波相关的失真。

失真的示例可以包括由于发射器和接收器中使用的振荡器的不稳定特性而产生的相位噪声。

相位噪声指的是频率在载波频率附近随时间变化。

相位噪声被建模为维纳过程作为具有平均数为零的随机过程并影响OFDM系统。

如图6中所图示，随着载波频率的增加，相位噪声趋于增加其影响。

相位噪声倾向于根据与振荡器相同的功率谱密度来确定其特性。

图6图示振荡器的功率谱密度的示例。

由如上所述的相位噪声导致的信号的失真现象在OFDM系统中被表示为公共相位误差(CPE)和载波间干扰(ICI)。

以下等式11指示相位噪声对OFDM系统的接收信号的影响。也就是说，下述的等式11指示在频域中具有相位噪声的接收信号。

[等式11]

Y_l(k)＝X_l(k)H_l(k)I_l(0)+ICI_l(k)+Z_l(k)

其中

且

在上面的等式11中，k，l，N，Y(·)，X(·)，H(·)，I(0)，ICI(·)，Z(·)，φ(·)分别表示子载波索引、符号索引、FFT大小、接收信号、发送信号、频率响应、由相位噪声导致的公共相位误差、由相位噪声产生的载波间干扰、白噪声、由相位噪声产生的相位旋转。

毫米波波段的多普勒

与现有的无线通信系统不同，超高频无线通信系统被配置成使得中心频率在几GHz到几十GHz的频率下工作。

中心频率的超高频特性使根据UE的移动出现的多普勒效应或由UE与基站之间的振荡器误差产生的载波频率偏移(CFO)的影响更差。

在这种情况下，多普勒效应具有响应于中心频率线性增加的特性。由UE和基站之间的振荡器误差产生的CFO以ppm(＝10^-6)指示，并且也具有响应于中心频率线性增加的特性。

在现有的蜂窝网络系统中，为了解决上述CFO的问题，基站向UE发送同步信道、导频信号或参考符号，并且UE使用它们来估计或补偿CFO。

因此，在超高频无线通信系统中，必须以不同的方式发送同步信道，以便于估计(或补偿)其偏移值大于现有无线通信系统的偏移值的CFO。

在现有的LTE/LTE-A系统中，UE与基站的使用之间的振荡器的误差值由以下要求定义。

UE侧频率误差(TS.36.101)

与从E-UTRA节点B接收的载波频率相比，UE调制的载波频率需要精确到在一个时隙(0.5ms)的时段内观察到的±0.1PPM内。

eNB侧频率误差(TS.36.104)

频率误差是实际BS发射频率与指配的频率之间的差异的量度。

下面的表4示出根据基站的类别的振荡器精确度的示例。

[表4]

因此，基站和UE之间的振荡器的最大差异是±0.1ppm。如果在一个方向上发生误差，则其可以具有0.2ppm的最大偏移值。

用于将ppm的值转换成适合于每个中心频率的Hz的单位的数学等式可以由中心频率*频率偏移(ppm)给出。

在OFDM系统中，CFO值的影响可以根据子载波间隔而变化。

通常，具有大的子载波间隔的OFDM系统受甚至大的CFO值的影响较小。

因此，实际CFO值(绝对值)需要被表达为影响OFDM系统的相对值，并且可以称为归一化CFO，并且可以以数学等式表达为载波频率(Hz)/子载波间隔。

下面的表5示出根据每个中心频率和偏移值的CFO值的示例。

[表5]

表5指示CFO值和针对每个中心频率的归一化CFO以及振荡器的误差值。

假设当LTE中心频率为2GHz时，LTE Rel-8/9/10中使用的子载波间隔为15kHz。假设在30GHz和60GHz的中心频率处的子载波间隔是104.25kHz使得考虑到每个中心频率的多普勒效应避免性能下降。

然而，表5仅是示例，并且显而易见的是，其他子载波间隔可以用于每个中心频率。

在UE高速移动或在高频带中以低速移动的情况下，多普勒扩展现象受到很大影响。

多普勒扩展导致在频域中扩展，并且因此产生信号的失真。

多普勒扩展可以由以下等式12表示。

[等式12]

f_doppler＝(v/λ)cosθ

在等式12中，v表示UE的移动速度，并且λ表示基站或UE发送的无线电波的中心频率的波长。

此外，θ表示所接收的无线电波与UE的移动方向之间的角度。

在下文中，将在假设θ为“0”的情况下给出描述。

在这种情况下，相干时间T_c具有以下等式13的关系。

[等式13]

如果相干时间被定义为其中时域中的信道响应的相关值是50％或更大的时间间隔，则相干时间T_c可以由以下等式14表示。

[等式14]

无线通信系统主要使用上述两个方程的几何平均值来使用相干时间和多普勒扩展之间的关系，如下面的等式15所示。

[等式15]

这种多普勒功率谱密度(以下称为多普勒谱)可以具有各种形状。

通常，如果在诸如市区的富散射环境中在所有方向上以相同功率接收由UE接收的信号，则多普勒谱以U形指示，如图7中所示。

图7图示U形多普勒谱的示例。

当中心频率是fc并且最大多普勒扩展值是fd时的U形多普勒谱可以由图7给出。

在超高频无线通信系统中，因为中心频率位于非常高的频带，所以具有天线的尺寸小并且能够在小空间中安装多个天线的优点。

该优点使得能够使用几十到几百个天线进行针点波束形成(可以称为笔形波束形成、窄波束形成或尖锐波束形成)。

窄波束形成意指接收信号不在恒定方向上接收并且仅以特定角度接收。

图8图示当现有多普勒谱使用在恒定方向上接收的信号的多个U形天线执行窄波束形成时的概念。

换句话说，图8图示减小的角度扩展的示例。

如上所述，由于在已经执行窄波束形成时角度扩展减小，所以多普勒谱不具有U形并且仅在特定频带处具有多普勒扩展。

图9图示当已经执行窄波束形成时或者当接收器(或UE)接收的信号没有沿恒定方向入射并且已经仅以窄角度入射时的多普勒谱。

图9图示窄波束形成中的多普勒谱的示例。

基于波束形成/多级重复的同步信号

UE使用由基站发送的(下行链路)同步信号与对应的基站执行定时和频率同步。

此时，基站发送具有尽可能宽的波束宽度的下行链路同步信号，使得特定小区内的所有UE能够使用同步信号。

如果基站使用高频(例如，毫米波)带发送(下行链路)同步信号，则同步信号经历比使用低频带的同步信号更大的路径衰减。

即，在系统使用高频带发送下行链路同步信号的系统的情况下，与使用相对低频带(在6GHz)的现有蜂窝系统(例如，LTE)相比，系统的可支持小区半径大大减小。

用于解决小区半径的减小的一种方法是使用波束形成方案来发送(下行链路)同步信号。

在这种情况下，小区半径增加，但是波束宽度减小。

下述等式16指示取决于波束宽度的接收SINR(信号与干扰噪声比)的变化。

[等式16]

W→M^-2W

SINR→M²SINR

以上等式16示出如果波束宽度减小现有波束宽度的M^-2倍，则接收的SINR提高M²倍。

另一种方法是多次重复发送相同的下行链路同步信号。

在这种情况下，虽然在时间轴上需要额外的资源分配，但是能够在保持原有波束宽度的同时增加小区半径。

一个基站调度由存在于特定区域中的UE共享的频率资源和时间资源，并将它们分配给每个UE。

在下文中，特定区域被定义为“扇区”。

图10图示基站的下行链路同步信号服务区域的示例。

即，图10图示特定区域，即，扇区。

参考图10，A1、A2、A3和A4分别表示宽度为0'-15'、15'-30'、30'-45'和45'-60'的扇形，半径为0到200m。

此外，B1、B2、B3和B4分别表示宽度为0'-15'、15'-30'、30'-45'和45'-60'的扇区，半径为200m至500m。

基于此，扇区I和扇区II定义如下。

扇区I：A1，A2，A3，A4

扇区II：A1，A2，A3，A4，B1，B2，B3，B4

假设现有下行链路同步信号的服务区域是扇区I。

此外，为了服务扇区II，假设同步信号的功率必须另外增加到6dB或更多。

首先，如果使用波束形成方案提供6dB的附加增益，则服务半径能够从A1扩展到B1。

然而，因为波束宽度减小，所以不能同时维护A2、A3和A4。

因此，接下来必须服务A2-B2、A3-B3和A4-A4。

即，为了服务扇区II，当改变波束方向四次时必须发送下行链路同步信号。

另一方面，如果使用同步信号的重复传输，则能够同时服务整个扇区II。但是，需要在时间轴上发送相同的四个同步信号。

结果，对于两种方法，服务所有上述扇区所需的资源是相同的。

因为在前一种方法中波束宽度窄，所以当UE快速移动或位于每个扇区边界时，UE可能错过同步信号。

然而，如果UE能够识别发送到每个扇区的波束的ID，则UE能够通过同步信号掌握UE已经位于哪个扇区。

另一方面，因为在后一种方法中使用具有宽波束宽度的波束，所以UE错过同步信号的可能性较小。相反，UE无法掌握UE已经位于哪个扇区。

毫米波框架结构

图11图示毫米波帧结构的示例。

参考图11，一个帧由Q个子帧组成，并且一个子帧由P个时隙组成。

此外，时隙由T个OFDM符号组成。

在这种情况下，与其他子帧不同，第一子帧使用第0个时隙，用于使用同步。

S时隙由用于定时和频率同步的A个OFDM符号、用于波束扫描的B个OFDM符号和用于向UE通知系统信息的C个OFDM符号组成。

剩余的D个OFDM符号被用于到每个UE的数据传输。

现有的定时同步算法

在图11中，假设基站重复发送相同信号A次。

基于由基站重复发送的同步信号，UE使用以下两种算法执行定时同步。

以下等式17指示基于接收信号的相关性的定时同步算法的示例。

[等式17]

其中

在以上等式17中，N,N_g,i分别表示OFDM符号的长度、循环前缀的长度和OFDM符号的索引。

此外，r意指接收信号矢量。

这里，是用从接收到的信号矢量r的第元素到第元素的元素定义的矢量。

等式17的定时同步算法在假设两个时间上相邻的OFDM接收信号彼此相等的情况下操作。

因为算法能够使用滑动窗口方案，所以其能够以低复杂度实现并且具有对频率偏移鲁棒的特性。

下述算法使用接收信号与基站发送的信号之间的相关性来执行定时同步。

以下等式18指示基于接收信号和发送信号之间的相关性的定时同步算法的示例。

[等式18]

在上面的等式18中，S意指由基站发送的信号，并且是在UE和基站之间预先承诺的信号矢量。

等式18中指示的方案具有比等式17中指示的方案更好的性能。

然而，因为等式18的方案不能通过滑动窗口方案来实现，所以其需要高复杂度。

另外，等式18的方案具有易受频率偏移影响的特性。

波束扫描

波束扫描指示发射器或接收器的操作，其发现使接收机的接收SINR最大化的波束的方向。

例如，基站在向UE发送数据之前确定通过波束扫描的波束的方向。

以下简要地给出与波束扫描有关的描述。

图10示出由一个基站服务的一个扇区被划分成总共8个区域。

这里，假设由基站发送的每个波束的区域是(A1-B1)/(A2-B2)/(A3-B3)/(A4-B4)。

此外，假设UE能够识别由基站发送的波束。

基于此，能够如下指定波束扫描。

基站依次向(A1-B1)/(A2-B2)/(A3-B3)/(A4-B4)发送波束。

(1)在接收到的SINR方面，UE在波束当中找到最佳波束。

(2)UE将找到的波束反馈给基站。

(3)基站使用具有反馈方向的波束来发送数据。

(4)因此，UE能够从具有最大化接收SINR的波束接收数据。

Zadoff-Chu(ZC)序列

Zadoff-Chu序列称为Chu序列或ZC序列。

在下文中，Zadoff-Chu序列通常称为“ZC序列”。

ZC序列由以下等式19定义。

[等式19]

在以上等式19中，N表示序列长度，r表示根值，并且x_r[n]表示ZC序列的第n元素。

ZC序列具有以下三个重要特性。

(1)ZC序列的所有元素大小相同(恒定幅度)。

对于所有元素的大小，ZC序列的DFT结果也是相同的。

(2)ZC序列与ZC序列的循环移位版本之间的相关性由以下等式20给出。

[等式20]

在等式20中，定义为通过将x_r循环移位i获得的序列。

以上等式20指示除了当i＝j时，ZC序列的自相关为零。(零自相关)

ZC序列也称为CAZAC序列，因为其具有恒定幅度零自相关特性。

(3)具有与长度N互质的根值的ZC序列之间的相关性由以下等式21给出。

[等式21]

在等式21中，r₁，r₂是互质的。

例如，当N＝111，2≤r₁，r₂≤110总是满足上面的等式21。

与等式20的自相关不同，ZC序列的互相关没有完全变为零。

哈达玛矩阵

哈达玛矩阵由以下等式22定义。

[等式22]

其中H₁＝[1]

在等式22中，2^k表示矩阵的大小。

无论大小n如何，哈达玛矩阵总是满足

即，哈达玛矩阵是酉矩阵，并且所有列(行)彼此正交。

例如，当n＝4时，哈达玛矩阵由以下等式23定义。

[等式23]

在以上等式23的矩阵中，能够确认列彼此正交。

正交可变扩频因子(OVSF)码

OVSF码基于哈达玛矩阵并且根据以下规则生成。

当OVSF码向右分支(下分支)时，第一码重复上部码(母码)两次，而第二码重复上部码一次，反转上部码，然后重复一次反转的上部码。

图12示出OVSF码树结构的示例。

也就是说，OVSF码具有以下属性。

(1)除了在码树上紧邻的母码和子码之间的关系之外，确保正交性。

在图12中，[1 -1 1 -1]与[1 1]、[1 1 1 1]和[1 1 -1 -1]正交。

(2)码的长度与可用码的数量相同。

图12图示码的长度与对应码所属的分支的总数相同。

随机接入信道(RACH)

RACH信号的发射功率控制

在LTE系统的情况下，当由多个UE发送的RACH信号到达基站时，由基站接收的UE的RACH信号需要具有相同的功率。

为此，基站定义参数'preambleInitialReceivedTargetPower'，并通过SIB2将参数广播到相应小区内的所有UE。

UE使用参考信号计算路径损耗，并使用计算的路径损耗和参数'preambleInitialReceivedTargetPower'确定RACH信号的发射功率，如以下等式24所示。

[等式24]

P_PRACH_Initial＝min{P_CMAX,preambleInitialReceivedTargetPower+PL}

在等式24中，P_PRACH_Initial，P_CMAX和PL分别表示RACH信号的发射功率、UE的最大发射功率和路径损耗。

例如，UE的最大可发送功率被假设为23dBm。

假设基站的RACH接收功率为-104dBm。

假设UE已经位于如图13中所示的位置。

即，图13图示UE的分布的示例。

首先，UE使用接收的同步信号和波束扫描信号计算路径损耗，然后基于该计算确定发射功率。

下面的表6示出每个UE的路径损耗和发射功率。

[表6]

在表6中，在UE K1的情况下，尽管路径损耗非常小，但是UE K1以非常小的功率(-44dBm)发送RACH信号以匹配RACH接收功率。

在UE K2的情况下，尽管路径损耗大，但是UE K2可以以6dBm的必要发射功率发送RACH信号。

然而，在UE K3的情况下，因为路径损耗非常大，所以必要的发射功率超过P_CMA＝23dBm。

在这种情况下，因为UE必须以23dBm执行传输，所以相应UE的RACH接入成功率降低了3dB。

相位噪声

时间轴上的抖动被定义为频率轴上的相位噪声。

相位噪声随时间相关性而变化，并且这表示为公共相位误差(CPE)。

在下文中，详细描述用于补偿由本说明书提出的相位噪声和多普勒影响的PCRS的各种实施例。

在每个实施例中，与DM-RS相关的信令如下。

即，基站经由DCI或RRC信令将用于UE的DL-SCH的传输信息发送到UE。

这里，DL-SCH的传输信息可以包括预编译方案、传输秩的数目、MCS等级等。

UE基于从基站接收的DCI或RRC信令的信息来检查DL-SCH的传输方案。

UE能够基于DL-SCH的传输方案隐式地检查DM-RS的位置以用于解调DL-SCH符号。

这是因为在发射器(例如，基站)和接收器(例如，UE)之间预先承诺用于每种传输方案的DM-RS的位置。

可以基于DM-RS来定义由以下实施例中的每个提出的PCRS。

第一实施例

第一实施例提供一种重用方法，因为它是位于与用于补偿相位噪声和多普勒影响的参考信号相同的频率轴上的解调参考信号(DM-RS)。

在本说明书中，用于补偿相位噪声和多普勒影响的参考信号被称为或表示为“相位噪声补偿参考信号(PCRS)”。

图14图示由本说明书提出的PCRS的时间和频率轴上的位置的示例。

即，图14图示一种重用的方法，因为它是位于与当定义PCRS时的上述的频率轴相同的频率轴上的DM-RS。

换句话说，图14图示利用位于与PCRS相同的频率轴上的DM-RS的方法的示例。

参考图14，PCRS的序列能够重用，因为它是位于与定义PCRS的频率轴相同的频率轴上的DM-RS的序列。

在图14中，类型I指示其中PCRS不在所有符号上发送并且在时间轴上以一个符号的间隔发送的结构，并且类型II指示其中在时间轴上在所有符号上发送PCRS的结构。

能够看出，PCRS根据天线端口使用不同的频率轴资源。

此外，能够看出，PCRS同等地使用在第三符号(符号#2)的子载波索引“5”和“6”中使用的DM-RS，并且以一个符号的间隔或在发送DM-RS的符号之后的全部符号上发送。

此外，能够看出，通过天线端口“0”发送的PCRS在与子载波索引“5”对应的频率轴上发送，并且通过天线端口“1”发送的PCRS在对应于子载波索引“6”的频率轴上被发送。

第二实施例

接下来，第二实施例提供一种用于当DM-RS没有位于与在其上发送PCRS的频率轴相同的频率轴上时发送PCRS的方法。

如果DM-RS不存在于与发送PCRS的频率轴相同的频率轴上，则PCRS重用，因为其是位于与在其上发送PCRS的频率轴最靠近的频率轴上的DM-RS。

考虑到相干带宽、参考信号开销等，可以在频率轴上以特定间隔定义、定位或发送DM-RS。

在这种情况下，在PCRS中，直接映射的DM-RS可以不存在于频率轴上。

图15图示由本说明书提出的PCRS的时间和频率轴的位置的另一示例。

因此，如果DM-RS不存在于与发送PCRS的频率轴相同的频率轴上，则PCRS重用，因为其是最靠近频率轴的DM-RS。

从图15中能够看出，对应于天线端口“0”的PCRS重用，因为其是位于#4频率轴(或子载波索引“4”)上的DM-RS序列，并且对应于天线端口“1”的PCRS重用，因为其是位于#5频率轴上的DM-RS序列。

在图15中，类型I指示其中PCRS不在所有符号上发送并且在时间轴上以一个符号的间隔发送的结构，并且类型II指示其中在时间轴上在所有符号上发送PCRS的结构。

这里，假设在DM-RS传输之后发送PCRS。

能够看出，PCRS根据天线端口使用不同的频率轴资源。

此外，能够看出，PCRS同等地使用在第三符号(符号#2)的子载波索引“5”和“6”中使用的DM-RS，并且以一个符号为间隔或在从发送DM-RS的符号之后的所有符号上被发送。

第三实施例

接下来，第三实施例提供一种定义和使用所有PCRS的方法，PCRS被指配给所有资源并且补偿相位噪声和多普勒影响，作为相同的特定复值。

如上所述，当使用PCRS估计公共相位误差(CPE)或载波频率偏移(CFO)时，存在如果时间轴上的连续资源元素的数据相同则UE能够省略解扰过程的优点。

因此，为了利用上述优点，第三实施例提供将指配给所有资源的所有PCRS定义为相同的特定复值的方法。

图16图示由本说明书提出的PCRS的时间和频率轴的位置的另一示例。

参考图16，S₀和S₁分别意指在天线端口“0”的PCRS中定义的相同复值和在天线端口“1”的PCRS中定义的相同复值。

即，在天线端口“0”上发送的PCRS同等地使用在符号#2中使用的复值和在发送后续PCRS的符号中的子载波索引#5，并且在天线端口“1”上发送的PCRS同等地使用符号#2中使用的复值和发送后续PCRS的符号中的子载波索引#6。

在图16中，类型I指示其中PCRS不在所有符号上发送并且在时间轴上以一个符号的间隔发送的结构，并且类型II指示其中在时间轴上在所有符号上发送PCRS的结构。

能够看出，PCRS根据天线端口使用不同的频率轴资源(子载波索引#5和#6)。

此外，能够看出，PCRS同等地使用在第三符号(符号#2)的子载波索引“5”和“6”中使用的DM-RS，并且以一个符号的间隔或在发送DM-RS符号之后的所有的符号上发送。

此外，能够看出，在与子载波索引“5”对应的频率轴上发送在天线端口“0”上发送的PCRS，并且在与子载波索引“6”相对应的频率轴上发送在天线端口“1”上发送的PCRS。

第四实施例

接下来，第四实施例提供一种方法，其使用不同的序列或不同的特定值在同一时间轴上针对频率轴的若干资源元素定义PCRS，将相同频率轴的相同值复制到不同的时间轴上，并重用PCRS。

当使用PCRS估计公共相位误差(CPE)或载波频率偏移(CFO)时，如果时间轴上的连续资源元素的数据相同，则具有UE能够省略解扰过程的优点。

此外，具有通过在若干频率轴上定义每个PCRS能够改进参考信号的性能的优点。

作为利用这些优点的方法，第四实施例提供一种使用Gold序列在同一时间轴上定义频率轴的若干资源元素，将相同的Gold序列复制到不同的时间轴上，并重用PCRS的方法。

图17图示由本说明书提出的PCRS的时间轴和频率轴的另一示例。

即，图17示出使用多个频率轴上的特定复值定义的PCRS的示例。

参考图17，S₀、S₁、S₂以及S₃分别意指在天线端口“0”的PCRS中定义的第一相同的复值、在天线端口“0”的PCRS中定义第二相同的复值、在天线端口“1”的PCRS中定义的第一相同的复值、以及在天线端口“1”的PCRS中定义第二相同的复值。

在这种情况下，S₀、S₁、S₂和S₃可以被定义为在发射器和接收器之间预先承诺的值。

可替选地，S₀、S₁、S₂和S₃可以是通过将小区ID、符号索引或子载波位置中的至少一个的输入应用于特定序列而生成的序列。

此外，S₀、S₁、S₂和S₃可以具有相同的值。

即，S₀＝S₁且S₂＝S₃。

S₀、S₁、S₂和S₃的关系可以由下行链路控制信息(DCI)或无线电资源控制(RRC)信令定义，或者可以在发射器和接收器之间预先承诺。

另外，在上述第一至第四实施例中，PCRS端口不限于两个。

即，上述方法可以同等地应用于一个PCRS端口或三个或更多个PCRS端口。

图18是示出用于发送和接收由本说明书提出的PCRS的方法的示例的流程图。

首先，UE在S1810中从基站接收与下行链路数据的传输有关的控制信息。

控制信息可以包括与下行链路数据有关的预编译方案、传输秩的数目、或调制和编译方案(MCS)等级中的至少一个。

接下来，UE在S1820中基于所接收的控制信息来检查用于解调下行链路数据的解调参考信号(DM-RS)的传输位置。

接下来，UE在S1830中考虑所检查的DM-RS的传输位置在DM-RS的传输符号之后的至少一个符号上从基站接收PCRS。

这里，如果在与在其上发送PCRS的频率相同的频率上发送DM-RS，则作为由UE检查DM-RS的发送位置的结果，PCRS的序列可以以与DM-RS序列相同的方式使用。

另一方面，如果不在与在其上发送PCRS的频率相同的频率上发送DM-RS，则作为由UE检查DM-RS的传输位置的结果，可以以与在最靠近在其上发送PCRS的频率的频率上发送的DM-RS的序列相同的方式使用PCRS的序列。

此外，可以在一个或多个天线端口上发送PCRS。

如果在多个天线端口上发送PCRS，则在不同天线端口上发送的PCRS的频率可以彼此不同。

如果在两个天线端口上发送PCRS，则可以在与子载波索引#5对应的频率上发送在第一天线端口上发送的PCRS，并且可以在对应于子载波索引#6的频率上发送在第二天线端口上发送的PCRS。

可以使用Gold序列产生PCRS的序列。

更具体地，可以经由Gold序列的m序列产生PCRS的序列。

可应用本发明的一般设备

图19是图示根据本发明的实施例的无线通信设备的配置的框图。

参考图19，无线通信系统包括基站1910和位于基站1910的区域内的多个UE 1920。

基站1910包括处理器1911、存储器1912和射频(RF)单元1913。处理器1911实现参考图1至图18提出的功能、过程和/或方法。无线电接口协议的层可以由处理器1911实现。存储器1912连接到处理器1911并存储用于驱动处理器1911的各种信息。RF单元1913连接到处理器1911并发送和/或接收无线电信号。

UE 1920包括处理器1921、存储器1922和RF单元1923。处理器1921实现参考图1至图18提出的功能、过程和/或方法。无线电接口协议的层可以由处理器1921实现。存储器1922连接到处理器1921并存储用于驱动处理器1921的各种信息。RF单元1923连接到处理器1921，然后发送和/或接收无线电信号。

存储器1912/1922可以设置在处理器1911/1921的内部或外部，并且可以通过各种公知的手段连接到处理器1911/1921。

此外，基站1910和/或UE 1920可以具有单个天线或多个天线。

通过以预定形式组合本发明的组件和特征来实现上述实施例。除非单独指定，否则应有选择地考虑每个组件或特征。可以在不与另一组件或特征组合的情况下执行每个组件或特征。此外，一些组件和/或特征彼此组合并且能够实现本发明的实施例。可以改变在本发明的实施例中描述的操作顺序。一个实施例的一些组件或特征可以包括在另一实施例中，或者可以由另一实施例的相应组件或特征代替。将会显而易见的是，一些引用特定权利要求的权利要求可以与引用除了特定权利要求之外的其他权利要求的另外的权利要求相结合以组成实施例，或者在提交申请之后通过修改来添加新的权利要求。

能够通过各种手段，例如，硬件、固件、软件或其组合来实现本发明的实施例。当实施例由硬件实现时，本发明的一个实施例能够由一个或多个ASIC(专用集成电路)、DSP(数字信号处理器)、DSPD(数字信号处理设备)、PLD(可编程逻辑器件)、FPGA(现场可编程门阵列)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等实现。

当通过固件或软件实现实施例时，能够通过执行上述功能或操作的模块、过程、功能等来实现本发明的一个实施例。软件代码能够被存储在存储器中，并且能够由处理器驱动。存储器设置在处理器内部或外部，并且能够通过各种众所周知的手段与处理器交换数据。

虽然已经参考本发明的优选实施例描述和说明本发明，但是对于本领域的技术人员来说显而易见的是，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，能够在其中进行各种修改和变化。因此，本发明旨在覆盖落入所附权利要求及其等同物的范围内的本发明的修改和变化。

[工业实用性]

尽管参考应用于3GPP系统和5G系统的示例描述本发明，但是其能够被应用于除了它们之外的各种无线通信系统。