具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供了如图1-5中所示的一种高效节能的接触器控制电路, 如图1和图4所示，包括：用于控制接触器KM功能的全桥驱动芯片U1、与电源连接的储能电路1、与储能电路1相连接并将输入电压稳压后送入全桥驱动芯片U1的稳压电路2、与电源相连接的用于对输入电压信号检测调节和滤波过压保护的电压信号检测调节电路3、与电压信号检测调节电路3相连接的三级反相器4、用于控制吸合电压的输出使接触器KM的线圈正向得电后再将其延时关断的吸合延时调节电路5、用于控制释放电压的输出使接触器KM的线圈反向得电后再将其延时关断的的释放延时调节电路6；

所述吸合延时调节电路5和释放延时调节电路6均与三级反相器4相连接。

所述储能电路1包括二极管D10、连接在所述二极管D10一端用于吸收线圈工作时产生反向电动势的二极管D3、连接在所述二极管D10另一端的储能电容C1；

其中，所述二极管D10上并联有电阻R8，所述电阻R8、二极管D3、二极管D10的节点与全桥驱动芯片U1的VBB引脚相连接，正极电压经二极管D1为全桥驱动芯片U1的 VBB引脚提供电源电压，同时通过缓冲电阻R8向C1储能电容充电；

所述稳压电路2包括稳压管DW2、与稳压管DW2相连接的电阻R1；所述电阻R1与全桥驱动芯片U1的VBB引脚均连接在电源正极上，，且所述电阻R1与稳压管DW2的节点与全桥驱动芯片U1的Vref引脚相连接，本实施例中，把电阻R1与稳压管DW2分压组成稳压值为5V的电压接入全桥驱动芯片U1的模拟电压输入Vref引脚，如图5所示；

所述电压信号检测调节电路3包括稳压管DW1、并联在稳压管DW1上的储能电容C3和电阻R5、与所述稳压管DW1相连接的电阻R4,所述电阻R4的还与电源正极相连接，其中，调整电阻R4和电阻R5的阻值比，使电源电压缓慢上升或下降过程中调节吸合与释放电压翻转阀值，可以调节电源电压缓慢上升过程中的吸合特性，使电源电压缓慢上升过程中调节吸合电压值，本实施例中，防止电源升高或调试时损坏U2；所述第二级反相器U2B输出端获得与输入同步的电平信号，所述第三级反相器U2C的输出端获得与第一级反相器U2A输入端反相的电平信号。

所述三级反相器4包括三个串联的第一级反相器U2A、第二级反相器U2B、第三级反相器U2C；所述第二级反相器U2B与所述稳压管DW1和电阻R4的节点相连接，所述第二级反相器U2B输出端获得与输入同步的电平信号,经电阻R6接全桥驱动芯片U1的IN2引脚；所述第三级反相器U2C的输出端获得与第一级反相器U2A输入端反相的电平信号,经电阻R9接全桥驱动芯片U1的IN1引脚，电源正极经电阻R4与电阻R5分压后接到三级反相器4的输入端；根据全桥驱动芯片U1的真值表，见表1，全桥驱动芯片U1的OUT1引脚输出正极，全桥驱动芯片U1的OUT2引脚输出负极的电源电压，接触器KM线圈得电，线圈产生的磁力方向状态发生翻转，接触器KM的主回路触头在吸合永磁体的作用下保持闭合；

表1

所述吸合延时调节电路5包括三极管V1、连接在三极管V1基极的电阻R2和电阻R3、连接在三极管V1集电极的电阻R6、串联在电阻R3上的储能电容C2；所述电阻R6与三极管V1的节点与全桥驱动芯片U1的IN2引脚相连接，其中，调整所述C2的电容值，电阻R2和电阻R3的阻值比，使第二级反相器U2B输出端电平发生由低到高翻转时，控制全桥驱动芯片U1引脚IN2高电平信号的延时持续时间；与电源通电开始的同时，第二级反相器U2B输出端电阻R2与R3串联分压后接三极管V1的基极，向电容C2充电，当充电电压达到三极管V1的导通阀值，全桥驱动芯片U1的IN2引脚电平被拉低，根据全桥驱动芯片U1的真值表，全桥驱动芯片U1的OUT1和OUT2引脚输出高阻，接触器KM线圈失电，线圈电流为零；此时接触器靠吸合永磁体一直保持主回路触头闭合状态，此时线圈是零功耗，此状态线路中的分压电阻、稳压管、芯片的耗能等加起来约有0.2W，一般接触器的维持功率大概在10W-30W左右，相对于0.2W的功耗，本实施例中，接触器KM线圈控制线路处于微功耗状态；

所述释放延时电路6包括三极管V2、连接在三极管V2基极上的电阻R11、储能电容C4、并联在储能电容C4上的电阻R10、连接在三极管V2集电极上的电阻R9；所述电阻R9的一端与第三级反相器U2C相连接，且所述电阻R9的另一端与三极管V2相连后再与全桥驱动芯片U1的IN1引脚，调整所述C4的电容值，电阻R11和电阻R10的阻值比，使第三级反相器U2C输出端电平发生由低到高翻转时，控制全桥驱动芯片U1引脚IN2高电平信号的延时持续时间，当电源断电时，储能电容C1放电经二极管D10继续为全桥驱动芯片U1提供电能，因二极管D1反向截止，三级反相器4的第三级反相输出端出现高电平，根据真值表可知，全桥驱动芯片U1的OUT1和OUT2引脚输出瞬间发生翻转，全桥驱动芯片U1的OUT1引脚输出负极，全桥驱动芯片U1的OUT2引脚输出正极，接触器KM线圈在储能电容C1的作用下得电,线圈的磁力方向状态发生翻转，接触器KM在释放永磁体的作用下主回路触头保持断开状态，第三级反相器U2C输出端电阻R10与阻R11串联分压后接三极管V2的基极，同时，向电容C4充电，当电容C4两端电压达到三极管V2集基的导通阀值后，控制全桥驱动芯片U1引脚IN1高电平信号的延时持续时间，全桥驱动芯片U1的IN2引脚电平被拉低，根据全桥驱动芯片U1的真值表，全桥驱动芯片U1的OUT1引脚和OUT2引脚输出高阻，接触器KM线圈失电，线圈电流瞬间为零，此电路的作用是使线圈反向通电以及释放延时调节电路发送失电信号给所述全桥驱动芯片U1，使线圈失电后迅速进入零电流状态，防止低电压下线圈一直通电；线圈得电延时后立即失电，控制电源通与断电两个状态下线圈得到两种极性相反的电压脉冲信号，从而实现磁保持接触器与非磁保持接触器吸合特性相同，同时具有高效节能的目的；所述全桥驱动芯片U1的Lss引脚上连接用于限流保护的电阻R7一端，所述电阻R7的另一端与二极管D4和二极管D2连接，所述二极管D2的一端与二极管D10和电阻R1的节点相连接，所述电阻R7和二极管D4的节点与二极管D5一端相连接，所述二极管D5的另一端与所述二极管D3的另一端相连接，所述全桥驱动芯片U1的OUT1引脚和OUT2引脚连接在接触器KM线圈上，且所述全桥驱动芯片U1的OUT2引脚和接触器KM线圈相连后再与二极管D3和二极管D5的节点相连接。

如图2所示，若控制电源为交直流通用时，电源的输入端通过整流器接入电源，整流器将交流电压转换成直流电压；

如图3所示，若接入控制电源为交流高压时，则通过变压器与所述整流器的输入端与相连接。

该高效节能的接触器控制电路，线路简化，体积小，成本低，使用稳压二极管DW1防止电源升高或调试时损坏三级反相器,通过二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5可吸收线圈工作时产生的反向电动势,通过R7为限流保护采样电阻；本电路使磁保持接触器完全替换传统的普通接触器的节能控制模块，安装、接线简单方便，节能效果明显，节能效果可达到98%以上；使用该控制模块的磁保持接触器能够具有普通非磁保持接触器特点，实现单线点动控制开闭，并保留磁保持接触器的所有优点。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换,凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。