一种大功率rlc交流电子负载的控制方法
阅读说明：本技术 一种大功率rlc交流电子负载的控制方法 (Control method of high-power RLC alternating current electronic load ) 是由 周玉柱 张永 董浩 唐德平 于 2020-12-30 设计创作，主要内容包括：一种大功率RLC交流电子负载的控制方法属于测量测试用电力电子技术领域,解决如何通过直接控制端口电压的方式,来间接实现待模拟的RLC电路的电流的问题,通过实时控制受控电压源U2实现对RLC交流电子负载特性的模拟,在R、RC、RL三种模式下获取受控电压源U2的指令电压U2n+1；将计算得到的电压指令U2n+1作为H桥的指令电压,通过单电压环开环发波的方式控制输出电压即可得到待模拟的RLC负载的输出电流特性,因为电流是通过电压差来实现的,因此直接电压控制比直接电流控制的动态响应更高,本发明技术方案的方法控制的RLC交流电子负载动态响应高,稳态相移小。(A control method of a high-power RLC alternating current electronic load belongs to the technical field of power electronics for measurement and test, solves the problem of how to indirectly realize the current of an RLC circuit to be simulated by directly controlling port voltage, realizes the simulation of the RLC alternating current electronic load characteristic by controlling a controlled voltage source U2 in real time, and obtains the instruction voltage U2n +1 of the controlled voltage source U2 in three modes of R, RC and RL; the calculated voltage command U2n +1 is used as the command voltage of the H bridge, the output voltage is controlled in a single voltage ring open-loop wave-sending mode, and the output current characteristic of the RLC load to be simulated can be obtained.)
技术领域
本发明属于测量测试用电力电子技术领域，具体涉及一种大功率RLC交流电子负载的控制方法。
背景技术
RLC交流电子负载是可以模拟传统阻抗负载的电力电子装置，它既能模拟不同数值的电阻、电感、电容及它们的组合，对于非线性负载某些特性也可以模拟，通常交流电子负载通过控制输入电流达到模拟各种负载的目的。其设计初衷是用于交流电源或电机驱动器的出厂测试，相比于传统真实RLC装置的能耗高、自动化程度低、调节不便的缺点，模拟RLC特性的交流电子负载可使测试更加简单、灵活，降低试验成本。
目前在模拟交流电子负载行业，为了得到精准的模拟效果，通常采用MOSFET、SIC等高速开关器件作为功率器件。但此类高速开关器件的电流容量较低，为了满足大功率测试，需要采用并管或并机的方式来实现模拟，这又带来控制复杂、成本高昂。因此采用目前市面上常用的大电流、低成本的IGBT等低速开关器件作为模拟装置的功率管，同时在控制策略上改善由于低控制频率带来的性能降低就显得尤为必要。
现有技术通常通过控制端口电流即采用基于直接电流闭环控制的实现方式来实现模拟R、RL或RC的端口特性；如文献《一种单相交流电子负载的研究》(中国计量大学，2016年6月)通过采样可以得到外部交流源或驱动器的端口电压U，已知待模拟的R、RL或RC电路的阻抗值，计算得到相应的指令电流Iref，通过对指令电流Iref的闭环控制，即可实现相应端口特性的模拟。如图4所示，交流电子负载的测试对象通常是交流电压源、电机驱动器。如图5所示，基于RLC原理的交流电子负载一般是模拟R、RL、RC的端口特性。通过采样外部端口电压U，再根据给定的模型RLC值，计算得到当前的电流指令，通过不断迭代计算最新的电流指令值Iref，在通过对Iref的闭环控制实现电流跟踪。如图6所示为基于电流PI控制的控制框图，图中Iref为上述计算得到的模型指令电流，L1为滤波电感，IL1为H桥的输出电流。通过PI控制实现输出电流IL1对指令电流Iref的跟随。对于正弦信号Iref，单环PI控制很难实现电流的无静差跟踪；又由于IGBT的开关频率一般20K以内。所以较低的控制频率很难实现对正弦指令电流Iref的无静差跟踪。另一种是滞环电流控制方法，控制框图如图7所示，滞环电流控制的特点能够快速跟踪指令电流、开关频率不固定。电流环宽越小波形质量越好，但开关频率也越高。因此滞环电流控制也难以满足常规IGBT低开关频率控制的交流电子负载的模拟。
现有技术的缺点：(1)目前在模拟交流电子负载行业，为了得到精准的模拟效果，通常采用MOSFET、SIC等高速开关器件作为功率器件，但此类高速开关器件的电流容量较低；(2)为了满足大功率测试，需要采用并管或并机的方式来实现模拟，这又带来控制复杂、稳定性不高、成本高昂。针对以IGBT作为开关器件的大功率RLC交流电子负载控制频率低导致的动态响应不高、稳态波形滞后的特点，本文提出一种新方法，提高RLC交流电子负载的动态响应、改善稳态波形的滞后性。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于如何通过直接控制端口电压的方式，来间接实现待模拟的RLC电路的电流。
本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的：
一种大功率RLC交流电子负载的控制方法，应用于大功率RLC交流电子负载电路，所述的大功率RLC交流电子负载电路包括：交流电压源U，滤波电感L1，H桥电路，受控电压源U2；交流电压源U的输出通过滤波电感L1连接在H桥电路的两个桥臂的中点，受控电压源U2为H桥电路的两个桥臂的中点输出的电压，所述的H桥电路的功率开关管采用IGBT；根据基于电压控制的RLC交流电子负载的理想模型和实际模型，计算得到模拟恒定电阻R负载、模拟恒定RC负载或模拟恒定RL负载时的受控电压源U2的指令电压U2n+1作为H桥电路的指令电压，通过单环开环实时控制受控电压源U2，得到大功率RLC交流电子负载的输出电流特性。
通过实时控制受控电压源U2实现对RLC交流电子负载(R+jX负载)特性的模拟，在R、RC、RL三种模式下获取受控电压源U2的指令电压U2n+1；将计算得到的电压指令U2n+1作为H桥的指令电压，通过单电压环开环发波的方式控制输出电压即可得到待模拟的RLC负载的输出电流特性，因为电流是通过电压差来实现的，因此直接电压控制比直接电流控制的动态响应更高，本发明技术方案的方法控制的RLC交流电子负载动态响应高，稳态相移小。
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的基于电压控制的RLC交流电子负载理想模型的等效电路包括：交流电压源U、模拟负载；所述的交流电压源U的输出端直接与模拟负载连接构成闭合回路；所述的基于电压控制的RLC交流电子负载实际模型的等效电路包括：交流电压源U、滤波电感L1、受控电压源U2；所述的交流电压源U的通过滤波电感L1与受控电压源U2连接构成闭合回路。
作为本发明技术方案的进一步改进，模拟恒定电阻R负载的情况下受控电压源U2的指令电压U2n+1的计算方法如下：
恒定电阻R负载时，理想模型电压方程为：
U＝R*i (1)
恒定电阻R负载时的实际模型的电压方程为：
将式(1)两边求导，将di/dt带入式(2)并离散化后可得：
其中，Un为当前时刻外部交流源电压，Un-1为上一时刻外部交流源电压，L1为滤波电感感量，R是待模拟电阻阻值，ΔT为中断周期，U2n+1是计算得到下一时刻的指令电压。
作为本发明技术方案的进一步改进，模拟恒定电阻RC负载的情况下受控电压源U2的指令电压U2n+1的计算方法如下：
恒定RC负载时的理想模型的电压方程为：
将式(4)两边求导整理得：
恒定RC负载时的实际模型的电压方程为：
用二步Adams法求解式(5)中的电流微分方程如下：(式8)
Fn＝f(tn,xn)
xn+1＝xn+h(3Fn-Fn-1)/2 (7)
式(7)中，h是计算步长，xn+1是下一时刻的状态变量，xn是当前时刻的状态变量，Fn是当前时刻的微分量，Fn-1是上一时刻的微分量。
将(5)用二步Adams法离散化可得到具体的电流微分值，迭代顺序如下：
in+1＝in+ΔT(3Fn＝Fn-1)/2
Fn-1＝Fn
in＝in+1
Un-1＝Un (8)
将式(8)代入式(6)可得指令电压：
U2n+1＝Un-L1*Fn (9)
式(8)、式(9)中，Fn是当前时刻的电流微分di/dt值，Fn-1是上一时刻的电流微分值，ΔT为中断周期，C是待模拟的电容容值，R是待模拟的电阻阻值，in+1是下一时刻的电流值，in是当前时刻的电流值，L1是滤波电感感量，Un是当前时刻的外部交流源电压值，Un-1是上一时刻的外部交流源电压值，U2n+1是计算得到下一时刻的指令电压。
作为本发明技术方案的进一步改进，模拟恒定电阻RL负载的情况下受控电压源U2的指令电压U2n+1的计算方法如下：
恒定RL负载时的理想模型的电压方程为：
由式(10)可得：
恒定RL负载时的实际模型的电压方程为：
将式(12)用前述二步Adams发离散化可得到具体的指令电压，迭代顺序如下：
in+1＝in+ΔT(3Fn-Fn-1)/2
Fn-1＝Fn
in＝in+1 (13)
将式(13)代入式(12)即可得到当前时刻的指令电压:
U2n+1＝Un-L1*Fn (14)
式(13)、式(14)中，Fn是当前时刻的电流微分di/dt值，Fn-1是上一时刻的电流微分值，ΔT为中断周期，L是待模拟的电感感量，R是待模拟的电阻阻值，in+1是下一时刻的电流值，in是当前时刻的电流值，L1是滤波电感感量，Un是当前时刻的外部交流源电压，U2n+1是计算得到下一时刻的指令电压。
本发明的优点在于：
(1)通过实时控制受控电压源U2实现对RLC交流电子负载(R+jX负载)特性的模拟，在R、RC、RL三种模式下获取受控电压源U2的指令电压U2n+1；将计算得到的电压指令U2n+1作为H桥的指令电压，通过单电压环开环发波的方式控制输出电压即可得到待模拟的RLC负载的输出电流特性，因为电流是通过电压差来实现的，因此直接电压控制比直接电流控制的动态响应更高，本发明技术方案的方法控制的RLC交流电子负载动态响应高，稳态相移小。
(2)使用低控制频率实现对RLC交流负载的模拟，适合采用具有大电流承载能力的IGBT作为开关器件，提高交流电子负载的单机容量、提高系统稳态性能，降低成本。
(3)无需LCL滤波电感，仅用一个L滤波电感，进一步降低系统成本。
(4)硬件电路拓扑简单、可靠。
附图说明
图1是大功率RLC交流电子负载电路图；
图2是基于电压控制的RLC交流电子负载理想模型的等效电路图；
图3是基于电压控制的RLC交流电子负载实际模型的等效电路图；
图4交流电子负载应用示意图；
图5交流电子负载恒定阻抗原理示意图；
图6现有技术电流PI控制实现框图；
图7现有技术电流滞环控制实现框图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面结合说明书附图以及具体的实施例对本发明的技术方案作进一步描述：
实施例一
如图1所示，一种大功率RLC交流电子负载的主电路，包括交流电压源U，滤波电感L1，H桥电路，受控电压源U2；交流电压源U的输出通过滤波电感L1连接在H桥电路的两个桥臂的中点，受控电压源U2为H桥电路的两个桥臂的中点输出的电压，所述的H桥电路的功率开关管采用IGBT。
如与图1对应的图2和图3所示，基于电压控制的RLC交流电子负载理想模型和实际模型；基于电压控制的RLC交流电子负载理想模型的等效电路包括：交流电压源U、模拟负载(R+jX负载)；所述的交流电压源U的输出端直接与模拟负载连接构成闭合回路。基于电压控制的RLC交流电子负载实际模型的等效电路包括：交流电压源U、滤波电感L1、受控电压源U2；所述的交流电压源U的通过滤波电感L1与受控电压源U2连接构成闭合回路。
通过实时控制受控电压源U2实现对RLC交流电子负载(R+jX负载)特性的模拟，因此本实施例的重点是在R、RC、RL三种模式下如何获取受控电压源U2的指令电压U2n+1；将计算得到的电压指令U2n+1作为图3中左半边H桥的指令电压，通过单电压环开环发波的方式控制输出电压即可得到待模拟的RLC负载的输出电流特性。因为电流是通过电压差来实现的，因此直接电压控制比直接电流控制的动态响应更高。此方法控制的RLC交流电子负载动态响应高，稳态相移小。
1、对于模拟恒定电阻R负载的情况
如图2所示，恒定电阻R负载时的理想模型中的阻抗虚部X＝0，理想模型电压方程为：
U＝R*i (1)
如图3所示，恒定电阻R负载时的实际模型的电压方程为：
将式(1)两边求导，将di/dt带入式(2)并离散化后可得：
其中，Un为当前时刻外部交流源电压，Un-1为上一时刻外部交流源电压，L1为滤波电感感量，R是待模拟电阻阻值，ΔT为中断周期，U2n+1是计算得到下一时刻的指令电压。
2、对于模拟恒定RC负载的情况
如图2所示，恒定RC负载时的理想模型的电压方程为：
将式(4)两边求导整理得：
如图3所示，恒定RC负载时的实际模型的电压方程为：
用二步Adams法求解式(5)中的电流微分方程如下：
式(7)中，h是计算步长，xn+1是下一时刻的状态变量，xn是当前时刻的状态变量，Fn是当前时刻的微分量，Fn-1是上一时刻的微分量。
将(5)用二步Adams法离散化可得到具体的电流微分值，迭代顺序如下：
in+1＝in+ΔT(3Fn＝Fn-1)/2
Fn-1＝Fn
in＝in+1
Un-1＝Un (8)
将式(8)代入式(6)可得指令电压：
U2n+1＝Un-L1*Fn (9)
式8、式9中，Fn是当前时刻的电流微分di/dt值，Fn-1是上一时刻的电流微分值，ΔT为中断周期，C是待模拟的电容容值，R是待模拟的电阻阻值，in+1是下一时刻的电流值，in是当前时刻的电流值，L1是滤波电感感量，Un是当前时刻的外部交流源电压值，Un-1是上一时刻的外部交流源电压值，U2n+1是计算得到下一时刻的指令电压。
3、对于模拟恒定RL负载的情况
如图2所示，恒定RL负载时的理想模型的电压方程为：
由式(10)可得：
如图3所示，恒定RL负载时的实际模型的电压方程为：
将式(12)用前述二步Adams发离散化可得到具体的指令电压，迭代顺序如下：
in+1＝in+ΔT(3Fn-Fn-1)/2
Fn-1＝Fn
in＝in+1 (13)
将式(13)代入式(12)即可得到当前时刻的指令电压:
U2n+1＝Un-L1*Fn (14)
式(13)、式(14)中，Fn是当前时刻的电流微分di/dt值，Fn-1是上一时刻的电流微分值，ΔT为中断周期，L是待模拟的电感感量，R是待模拟的电阻阻值，in+1是下一时刻的电流值，in是当前时刻的电流值，L1是滤波电感感量，Un是当前时刻的外部交流源电压，U2n+1是计算得到下一时刻的指令电压。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
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