具体实施方式

尽管本发明易受各种修改和备选形式的影响，但其具体实施例在附图中通过示例的方式示出，并且将在本文中详细描述。然而，应该理解的是，附图及其详细描述并不旨在将本发明限制于所公开的特定形式，相反，本发明旨在涵盖如所附权利要求所限定的本发明的精神和范围内的所有修改、等效物以及备选方案。应该注意的是，标题仅用于组织目的，不意味着用于限制或解释说明书或权利要求。此外，应该注意的是，词语“可以”在本申请中的使用是允许的含义(即，有可能、能够)，而不是强制的含义(即，必须)。词语“包括”及其派生词意为“包括，但不限于”。术语“连接”意为“直接或间接连接”，以及术语“耦合”意为“直接或间接连接”。

图1是示出了根据本发明的实施例的电源单元的示意性电路框图。如图1中所示，电源单元1包括第一功率转换电路10、第二功率转换电路11、第一可控单向半导体开关12、第一单向半导体开关13、第二单向半导体开关14、第一低通滤波器15以及控制单元16。第一功率转换电路10与第二功率转换电路11被电隔离。

通过第一功率转换电路10，其输入电压被转换为表现如DC电压源的第一DC电压V1。第一功率转换电路10包括第一输出正端子100和第一输出负端子101。通过第二功率转换电路11，其输入电压被转换为表现如DC电压源的第二DC电压V2。第二功率转换电路11包括第二输出正端子110和第二输出负端子111。例如，如果它们的输入电压是AC电压，则第一功率转换电路10和第二功率转换电路11中的任意一个功率转换电路可以是使用传统的AC-DC功率转换电路拓扑的AC-DC功率转换器，诸如具有变压器隔离的AC-DC功率转换器。备选地，它们可以是两个分开的AC-DC功率转换器，该两个分开的AC-DC功率转换器各自没有变压器隔离，但是电耦合到变压器的相应的二次侧绕组，并且变压器具有电耦合到AC电源的一次侧绕组。它们的输入AC电压可以从一个AC电源或分别从两个AC电源直接提供，或者通过一个或两个AC-AC功率转换器提供，并转换为AC母线电压，该AC母线电压进而向相应的第一功率转换电路10和第二功率转换电路11的输入端子供电。作为备选方案，如果它们的输入电压是DC电压，则第一功率转换电路10和第二功率转换电路11中的任意一个功率转换电路可以是使用传统DC-DC功率转换电路拓扑的DC-DC功率转换器，诸如具有变压器隔离的DC-DC功率转换器。备选地，它们可以是两个分开的DC-DC功率转换器，该两个分开的DC-DC功率转换器各自没有变压器隔离，但其输入侧是电隔离的。它们的输入DC电压可以从一个DC电源或分别从两个DC电源直接提供，或者通过一个或两个DC-DC功率转换器提供，并转换为DC母线电压，该DC母线电压进而向相应的第一功率转换电路10和第二功率转换电路11的输入端子供电。功率转换器电路与AC电源或DC电源电耦合，并且将AC电压或DC电压转换为AC或DC母线电压。

第一可控单向半导体开关12可操作以生成从第一功率转换电路10的第一输出正端子100到第二功率转换电路11的第二输出负端子111的第一传导路径P1。例如，第一可控单向半导体开关12可以是功率MOSFET或IGBT，其状态不仅取决于其外部功率电路，而且还取决于其驱动端子(该端子被称为栅极或基极)上的信号。在使用MOSFET的情况下，其漏极和源极分别电耦合到第一功率转换电路10的第一输出正端子100和第二功率转换电路11的第二输出负端子111；在使用IGBT的情况下，其集电极和发射极分别电耦合到第一功率转换电路10的第一输出正端子100和第二功率转换电路11的第二输出负端子111。控制单元16可以向第一可控单向半导体开关12发出接通信号或关断信号。

第一单向半导体开关13可操作以生成从第一功率转换电路10的第一输出正端子100到第二功率转换电路11的第二输出正端子110的第二传导路径P2。例如，第一单向半导体开关13可以是功率二极管、功率MOSFET的体二极管或IGBT的续流二极管，状态完全取决于其所连接的外部功率电路。正向电压导通第一单向半导体开关13，而反向电压阻断第一单向半导体开关13。在使用功率二极管的情况下，该功率二极管的阳极和阴极分别电耦合到第一功率转换电路10的第一输出正端子100和第二功率转换电路11的第二输出正端子110。在使用功率MOSFET的体二极管或IGBT的续流二极管的情况下，体二极管或续流二极管的阳极和阴极也分别电耦合到第一功率转换电路10的第一输出正端子100和第二功率转换电路11的第二输出正端子110。

第二单向半导体开关14可操作以生成从第一功率转换电路10的第一输出负端子101到第二功率转换电路11的第二输出负端子111的第三传导路径P3。例如，第二单向半导体开关14可以是功率二极管、功率MOSFET的体二极管或IGBT的续流二极管，状态完全取决于其所连接的外部功率电路。正向电压导通第二单向半导体开关14，而反向电压阻断第二单向半导体开关14。在使用功率二极管的情况下，功率二极管的阳极和阴极分别电耦合到第一功率转换电路10的第一输出负端子101和第二功率转换电路11的第二输出负端子111。在使用功率MOSFET的体二极管或IGBT的续流二极管的情况下，体二极管或续流二极管的阳极和阴极也分别电耦合到第一功率转换电路10的第一输出负端子101和第二功率转换电路11的第二输出负端子111。

第一低通滤波器15可操作以传递频率低于所选择的截止频率的信号，并且衰减频率高于截止频率的信号。截止频率可以基于DC电压输出的质量要求而被设置。例如，第一低通滤波器15可以是LC滤波器和LCL滤波器。在该实施例中，第一低通滤波器15使用了LC滤波器，其中第一电感元件150和第一电容元件151串联连接以及输入端口跨第一功率转换电路10的第一输出负端子101与第二功率转换电路11的第二输出正端子110。第一低通滤波器15可以进一步包括输出端口，以用于跨正输出端口端子与负输出端口端子提供第三DC电压V3。

通过向第一可控单向半导体开关12发出接通信号或关断信号，控制单元16可以控制第一功率转换电路10和第二功率转换电路11以经由第一传导路径P1或者第二传导路径P2和第三传导路径P3向低通滤波器15提供电流。

图2A和图2B示出了根据本发明的实施例的装置的两种操作模式。根据第一DC电压V1和第二DC电压V2，控制单元16向第一可控单向半导体开关12发出控制信号PWM。优选地，控制单元16进一步可操作以向第一功率转换电路10和第二功率转换电路11发出控制信号，使得第一DC电压V1基本上等于第二DC电压V2。例如，第一DC电压V1和第二DC电压V2的幅度被调节为等于V。如图2A中所示，当第一可控单向半导体开关12接通时，第一单向半导体开关13和第二单向半导体开关14由于反向偏置而关断，然后第一功率转换电路10和第二功率转换电路11的输出通过第一可控单向半导体开关12串联连接。如图2B中所示，当第一可控单向半导体开关12关断时，第一功率转换电路10和第二功率转换电路11的输出通过正向偏置的第一单向半导体开关13和第二单向半导体开关14并联连接。通过以一定比率使第一可控单向半导体开关12在接通和关断之间切换(PWM方法)，装置1能够在第一低通滤波器15的帮助下在V至2V之间调节第三DC电压V3。这里必须使用功率转换电路来输出DC电压，因为PWM调制需要来自DC电压源的功率输入。第一低通滤波器15工作以平滑第三DC电压V3作为输出电压和电流，以便实现相对较宽的线性恒定输出功率范围。通过由开关装置来控制开关频率的开关周期中的串联与并联连接的比率，在第一低通滤波器15的帮助下，可以平滑且线性地扩大跨第一低通滤波器15的输出电压(第三DC电压V3)和电源单元的电流范围。此外，不需要对第一功率转换电路10和第二功率转换电路11进行修改。

图3A示出了根据提供DC电压的功率转换电路的V-I曲线。假设两个功率转换电路各自具有参数，并且它们都以基本相同的振幅来操作输出DC输出电压：

功率容量：15kW；

输出电压范围：200V至500V；

最大输出电流40A。

功率转换电路的输出电压可以在200V至500V的范围内连续调节，而最大输出功率为15kW，并且最大输出电流为40A。

图3B示出了使用来自图3A的功率转换电路的根据现有技术的解决方案的示例性操作的V-I曲线。根据现有技术，提供两个DC输出电压的两个功率转换电路在串联连接与并联连接之间切换，但是它们的供电功率不经过具有电感元件的低频滤波器而馈送到负载。它的输出电压可以在200V至1000V的范围内连续调整，而最大额定输出功率为30kW(15kW*2)，并且最大额定电流为80A(40A*2)。

为了在最大振幅1000V下输出DC电压，必须通过适当地设置开关机构的接通和关断模式，将两个功率转换电路串联电耦合。例如，如果负载电阻减小，而输出电压参考仍然设置为1000V，则操作点可以从点A1(1000V，0A)变为点B1(1000V，30A)。如果负载电阻继续减小，则必须满足30kW的最大输出功率和40A的最大电流，因为没有在功率转换电路的输出侧与负载之间插入电感元件的低通滤波器，因此操作点应该从点B1(1000V，30A)变为点C1(750V，40A)。如果负载电阻持续减小，则针对每个功率转换电路的最大电流40A，对沿着电流增加的方向移动操作点施加限制。因此，电耦合关系必须从串联连接变为并联连接，并且操作点从点C1(750V，40A)变为点D1(500V，40A)。从操作点D1(500V，40A)开始，随着负载电阻的减小，操作点可以从点D1(500V，40A)变为点E1(500V，60A)。当达到点E1(500V，60A)时，并且随着负载电阻的减小，操作点可以沿着电流增加的方向继续沿着曲线移动，其中在30kW的最大输出功率下功率输出恒定，此时操作点可以从点E1(500V，60A)移动到点F1(375V，80A)。当达到点F1(375V，80A)时，如果负载电阻增加，操作点可以从点F1(375V，80A)移动到点G1(200V，80A)，并进一步沿着电流减小的方向从点G1(200V，80A)移动到点H1(200V，0A)。本领域的技术人员应该理解，当针对V-I曲线的部分中的每一部分，它们的情况被改变时，操作点的移动方向可以改变，例如负载电阻从减小改变为增加，或者电耦合关系从并联连接改变为串联连接。此外，通过改变来自功率转换电路的输出DC电压/输出电流，操作点可以达到I-V曲线所包围点中的任何点。

相比之下，图3C示出了使用来自图3A的功率转换电路的根据本发明的解决方案的示例性操作的V-I曲线。根据如图1中所示的本发明的实施例，提供两个DC输出电压的两个功率转换电路10、11在串联连接与并联连接之间切换，其中它们的供电功率通过具有电感元件150的低频率滤波器15馈送到负载。关键原理是电感元件通过产生和破坏磁场来抵抗电流变化的趋势。功率转换电路10、11之间的电耦合关系可以通过向可控单向半导体开关12的控制端子持续施加PWM的控制信号而在串联连接与并联连接之间切换。当电耦合关系从并联连接变为串联连接时，电流以顺时针方向流过电感元件，并且电感元件150通过生成磁场来存储一些能量。电感器的左侧的极性为正。当电气耦合关系从串联连接变为并联连接时，将跨电感元件150施加反向电压。先前产生的磁场将被破坏，以维持流向负载的电流。因此极性将被反转(意味着电感器的左侧现在为负)。因此，电感元件150将串联，从而产生更高的电压来对第一低通滤波器15的电容元件151充电。

如果可控单向半导体开关12的循环足够快，例如通过PWM，则电感元件150将不会在充电阶段之间完全放电，并且当开关12断开时，负载将始终看到电压大于功率转换电路10、11的电压。此外，当开关12闭合时，与负载并联的电容元件151被充电到功率转换电路10、11的输出电压和跨电感元件150感应的电压的组合电压。然后，当开关断开时，电容元件151因此能够向负载提供电压和能量。在此期间，阻断二极管13、14防止电容元件151通过开关12放电。当然，开关必须以足够快的速度再次打开，以防止电容元件151放电过多。

为了将输出DC电压保持在最大振幅1000V，必须通过适当设置开关机构的接通和关断模式，将两个功率转换电路串联耦合。例如，如果负载电阻减小，而输出电压参考仍然设置为1000V，则操作点可以从点A2(1000V，0A)变为点B2(1000V，30A)。

如果负载电阻继续减小，则必须满足最大输出功率30kW和最大电流40A的要求。由于存在低通滤波器15(该低通滤波器15具有插入在功率转换电路10、11的输出侧与负载之间的电感元件150和电容元件151)，因此可以通过向可控单向半导体开关12的控制端子持续施加PWM的控制信号，利用频繁地切换功率转换电路10、11之间的电耦合关系，将操作点从点B2(1000V，30A)平滑地变为点F2(375V，80A)。本领域技术人员应该理解，PWM的开关频率相对较高，并且其占空比从0到1变化，这满足如上所述的技术要求。当达到F2(375V，80A)时，如果负载电阻增加，操作点可从点F2(375V，80A)移位到G2(200V，80A)，并沿着电流减小的方向从G2(200V，80A)进一步移位到H2(200V，0A)。本领域技术人员应该理解，当针对V-I曲线的部分中的每个部分，它们的情况被改变时，操作点的移动方向可以改变，例如负载电阻从减小改变为增加，或者电耦合关系从并联连接改变为串联连接。此外，通过改变来自功率转换电路的输出DC电压/输出电流，操作点可以达到I-V曲线所包围的点中的任何点。

通过比较现有技术解决方案和根据本发明的解决方案，可以观察到随着输出电压的增加，输出电流从60A突然下降到40A，其中输出电压达到500V，并且根据图3B，输出电压保持在500V，直到输出电流增加到60A。相比之下根据图3C，因为第一低通滤波器15根据本发明工作以平滑输出电压(第三DC电压V3，作为第一DC电压V1和第二DC电压V2的PWM调制的结果)和输出电流，在40A与60A的输出电流之间的输出V-I曲线的部分变得更加平滑，并且因此可以观察到可以实现相对恒定的输出功率。通过使用根据本发明的电源单元，可以观察到能够提供从375V到1000V，30kW输出的连续恒定全功率(CP)。相比之下，如果使用传统的解决方案，会损失从500V到750V范围的恒定的全功率输出。

图4A和图4B分别示出了根据本发明的涉及分别在600V和700V的两个输出DC电压电平下提供30kW的恒定功率的电源单元的部件的电波形。如图4A和图4B中所示，来自电源单元的两个功率转换电路的任一个的输出电压必须为DC电压。否则，如果功率转换电路不像DC电压源一样作用，而是例如DC电流源一样作用。此外，通过改变施加到第一可控单向半导体开关12的PWM信号的比率，电源单元的输出电压可以通过恒定功率输出来控制。例如，对于恒定的输出功率，比率为0.5的PWM信号获得600V处的输出电压，并且比率为0.75的PWM信号获得700V处的输出电压。

此外，装置1具有与第一可控单向半导体开关12反并联电连接的第三单向半导体开关17。第三单向半导体开关17可以是功率二极管或第一可控单向半导体开关12的功率MOSFET的体二极管。

图5是示出了根据本发明的实施例的使用电源单元的电源系统的示意性电路框图。该电源单元可用作子模块以形成甚至更宽的输出电压和恒定功率范围的电源系统。如图5中所示，电源系统4具有与根据图1的电源单元相似的拓扑，除了电源单元1的第一功率转换电路10和第二功率转换电路11分别被各自使用根据图1的拓扑的两个电源单元替代。电源系统4包括第一电源单元40和第二电源单元41。两个单元中的任一个单元都可以使用根据图1的单元。电源系统4进一步包括：第二可控单向半导体开关42，可操作以生成从第一电源单元40的正输出端口端子到第二电源单元41的负输出端口端子的第四传导路径P4；第四单向半导体开关43，可操作以生成从第一电源单元40的正输出端口端子到第二电源单元41的正输出端口端子的第五传导路径P5；以及第五单向半导体开关44，可操作以生成从第一电源单元40的负输出端口端子到第二电源单元41的负输出端口端子的第六传导路径P6；第二低通滤波器45；以及控制器46，可操作以向第二可控单向半导体开关42发出接通信号或关断信号，使得第一电源单元40和第二电源单元41经由第四传导路径P4或者第五传导路径P5和第六传导路径P6向第二低通滤波器45提供电流。通过使用该电源系统，能够在恒定的输出功率的情况下通过改变开关的状态，输出从V到4V的电压。

此外，第二低通滤波器45包括跨第一电源单元40的负输出端口端子和第二电源单元41的正输出端口端子的第二电感元件46和输入端口。

此外，电源系统4进一步包括第六单向半导体开关47，第六单向半导体开关47与第二可控单向半导体开关42反并联电连接。

此外，控制器进一步可操作以向第一电源单元和第二电源单元发出控制信号，使得来自第一电源单元的DC输出电压基本上等于来自第二电源单元的DC输出电压。

尽管已经基于一些优选实施例描述了本发明，但是本领域的技术人员应该理解，这些实施例不应该以任何方式限制本发明的范围。在不脱离本发明的精神和概念的情况下，对实施例的任何变更和修改应该在具有本领域的常识和技术的人员的理解范围内，并且因此在由所附权利要求限定的本发明的范围内。