具体实施方式

下面结合附图及实施例对本申请再作进一步详细的描述。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。

在本申请的描述中，所涉及的术语“第一、第二”等仅仅是区别类似的对象，不代表针对对象的特定排序，可以理解地，“第一、第二”等在允许的情况下可以互换特定的顺序或先后次序，以使这里描述的本申请实施例能够以除了在这里图示或描述的以外的顺序实施。除非另有说明，“多个”的含义是至少两个。

在本申请的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本申请中的具体含义。

本申请实施例提供了一种开关电源的电压调整系统，如图1所示，开关电源1具有一路稳压输出端11和至少一路非稳压输出端12，电压调整系统2包括：电压检测电路21、驱动控制器22及电流负载调整电路23。其中，电压检测电路21用于检测非稳压输出端12的输出电压；驱动控制器22连接电压检测电路21，用于基于非稳压输出端12的输出电压生成驱动信号；电流负载调整电路23连接于非稳压输出端12与接地端之间，用于在驱动信号的驱动下导通或者断开，以调整非稳压输出端12的输出电压。

这里，驱动控制器22可以基于电压检测电路21检测的非稳压输出端的输出电压来进行稳压控制，避免了通过设定假负载的负载电流导致的稳压设计与待机功耗之间的矛盾，利于降低开关电源的待机功耗并实现开关电源的非稳压输出端的稳压控制。

示例性地，驱动控制器22可以在确定非稳压输出端12的输出电压达到或超过保护阈值时，控制电流负载调整电路23导通，通过引入电流负载调整电路23中的假负载，可以增大非稳压输出端12的负载，从而减少非稳压输出端12的输出电压，从而实现非稳压输出端12的稳压控制。此外，当开关电源1处于待机时，非稳压输出端12的输出电压小于保护阈值，电流负载调整电路23断开，可以有效减少传统的假负载导致的待机功耗增大的问题。

可以理解的是，当开关电源1具有多路非稳压输出端12时，可以在各路非稳压输出端12分别设置电压检测电路21和电流负载调整电路23，驱动控制器22可以基于非稳压输出端12的输出电压控制相应的电流负载调整电路23的导通状态，从而实现相应的非稳压输出端12的稳压控制。即电压检测电路21和电流负载调整电路23与各非稳压输出端12一一对应设置。驱动控制器22可以被多路非稳压输出端12共用，以节省控制成本。

在一些实施例中，电流负载调整电路23包括：假负载及基于驱动信号控制假负载接入或者断开的开关管。

这里，开关管可以为MOS管(金属-氧化物半导体场效应晶体管)或者IGBT管(绝缘栅双极型晶体管)，本申请对此不做具体限定。

在一些实施例中，假负载的第一端连接非稳压输出端12，假负载的第二端连接开关管的集电极，开关管的发射极连接接地端。开关管的控制极连接驱动控制器22，用于基于驱动信号控制导通状态。

在一些实施例中，开关管的集电极连接非稳压输出端12，开关管的发射极连接假负载的第一端，假负载的第二端连接接地端。开关管的控制极连接驱动控制器22，用于基于驱动信号控制导通状态。

在一些实施例中，驱动控制器22用于获取电压检测电路21检测的非稳压输出端12的输出电压，基于非稳压输出端12的输出电压输出PWM驱动信号。

这里，由于驱动控制器22输出的驱动信号为PWM驱动信号，可以基于该PWM驱动信号实现对电流负载调整电路23的负载电流的大小的调节，从而可以在非稳压输出端12的输出电压越高时，增大电流负载调整电路23的负载电流，从而实现非稳压输出端12的稳压控制。

示例性地，驱动控制器22确定非稳压输出端12的输出电压大于或等于保护阈值，输出PWM驱动信号，以控制电流负载调整电路23接入，对非稳压输出端12进行分流稳压。

示例性地，驱动控制器22输出PWM驱动信号之后，还用于基于检测的非稳压输出端12的输出电压调整PWM驱动信号的占空比，以稳定非稳压输出端的输出电压。比如，驱动控制器22确定检测的非稳压输出端12的输出电压持续增大时，则通过增大PWM驱动信号的占空比，可以增大电流负载调整电路23的负载电流，即动态调节电流负载调整电路23的负载电流，进而调节非稳压输出端12的负载大小，从而实现非稳压输出端12的稳压控制。

可以理解的是，电压检测电路21采用分压电阻的结构，以采集非稳压输出端12的输出电压。

示例性地，驱动控制器22可以采用专用集成电路(ASIC，Application SpecificIntegrated Circuit)、DSP、可编程逻辑器件(PLD，Programmable Logic Device)、复杂可编程逻辑器件(CPLD，Complex Programmable Logic Device)、FPGA、通用处理器、微控制器(MCU，Micro Controller Unit)、微处理器(Microprocessor)、或者其他电子元件实现。

本申请实施例还提供了一种电源系统，包括：包括开关电源1及本申请实施例的电压调整系统2。

下面结合应用示例对本申请再作进一步详细的描述。

如图2所示，本应用示例公开了一种空调电控主控的电源系统，该电源系统包括开关电源1，开关电源1具有两个电压输出端V1、V2，其中，电压输出端V1为稳压输出端，电压输出端V2为非稳压输出端。电压输出端V2侧设置电压检测电路21、驱动控制器22及电流负载调整电路23。

如图2所示，开关电源1包括：变压器T1、电阻R1、电容C1、二极管D1、电源芯片U1，其中，变压器T1的原边绕组端子1、3之间接入直流电源，电阻R1、电容C1、二极管D1构成原边绕组侧的RCD吸收回路，用于吸收次级反射回来的多余能量。电源芯片U1的引脚4连接原边绕组端子3，可以对变压器T1的电压进行控制。变压器T1的绕组端子4连接直流电源负极，绕组端子5用于给电源芯片U1供电，绕组端子5连接二极管D2的阳极，二极管D2的阴极连接电阻R2的第一端，电阻R2的第二端连接电源芯片U1的引脚2，电阻R2的第二端还经电容C2连接直流电源负极，电阻R2的第一端连接电源端子(如图2所示的+17V)，电阻R2的第一端还经并联的电解电容E1和电容C3连接直流电源负极。

变压器T1的副边绕组端子7连接二极管D4的阳极，二极管D4的阴极连接电压输出端V1，变压器T1的副边绕组端子6接地，二极管D4的阴极经电解电容E3接地。电压输出端V1的输出电压为12V。电压输出端V1还设置用于稳压控制的输出反馈电路，该输出反馈电路包括：光耦U2、可控稳压源U3、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电容C4，电阻R9的第一端连接电压输出端V1，电阻R9的第二端连接电阻R11的第一端，电阻R11的第二端接地，电阻R7的第一端连接电压输出端V1，电阻R7的第二端连接电阻R8的第一端且公共端连接光耦U2的引脚A，电阻R8的第二端连接可控稳压源U3的阴极且公共端连接光耦U2的引脚K，可控稳压源U3的阳极接地且参考极连接电阻R11的第一端，电阻R8的第二端与电阻R9的第二端之间还设置电容C4和电阻R10。通过电阻R9和电阻R11的阻值可以设置可控稳压源U3的导通电压，当可控稳压源U3检测到电压输出端V1输出达到12V，则可控稳压源U3导通，使得光耦U2截止。电源芯片U1的引脚1连接光耦U2的引脚C且公共端经电阻R3连接直流电源负极，光耦U2的引脚E连接直流电源负极。当光耦U2截止时，电源芯片U1的开关管截止，从而实现电源芯片U1可以基于电压输出端V1的输出电压进行稳压控制。可以理解的是，输出反馈电路还可以为其他形式，本申请实施例对此不做限定。

变压器T1的副边绕组端子10连接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极连接电压输出端V2，变压器T1的副边绕组端子9接地，二极管D3的阴极经电解电容E2接地。电压输出端V2输出26V，为不稳压的电压。

本应用示例中，电流负载调整电路23包括：三极管Q1和电阻R13，电阻R13作为假负载，电阻R13的第一端连接电压输出端V2，电阻R13的第二端连接三极管Q1的集电极，三极管Q1的基极连接驱动控制器22，三极管Q1的发射极接地。驱动控制器22连接用于检测电压输出端V2输出电压的电压检测电路21，基于电压检测电路21检测的电压输出PWM驱动信号给三极管Q1的基极。

示例性地，驱动控制器22的工作过程如下：

驱动控制器22给电压输出端V2设定一个最高电压值Vd(即保护阈值)，比如，设定Vd＝28V；在空调电控主控正常工作中，当电压输出端V1接通负载，电压输出端V2轻载，随着电压输出端V1负载加大，电压输出端V2的输出电压会上升；当电压输出端V2的输出电压上升且超过Vd值，驱动控制器22输出设定占空比的PWM驱动信号，控制三极管Q1导通，同时通过调整PWM驱动信号的占空比D，实现控制流过电阻R13的电流，当电压输出端V1侧的工作电流越大，电压输出端V2的电压上升趋势越大，则调整电阻R13的负载电流越大，直到电压输出端V2的电压不再上升，达到平衡。

其中，流过电阻R13的工作电流可以通过以下公式计算：

Id＝U2/r13*D

其中，U2为电压输出端V2的输出电压值，D为PWM驱动信号的占空比，r13为电阻R13的电阻值。

图3示出了电源系统的工作曲线示意图，其中，I为电压输出端V1侧的工作电流，曲线A为电压输出端V2的输出电压，曲线B为PWM驱动信号的占空比。由图3可以看出，随着电压输出端V1侧的工作电流的增大，电压输出端V2的输出电压逐渐增加，但增加至最高电压值Vd后，则在PWM驱动信号驱动的电流负载调整电路23的作用下，输出电压稳定在Vd，从而可以实现电压输出端V2的稳压控制。

可以理解的是，当电压输出端V2重载，由于电压输出端V2的电压不超过27V，则驱动控制器22不输出PWM驱动信号，控制三极管Q1截止，电流负载调整电路23无电流流过，可以减少功耗，达到节能效果。

通过上述控制，实现了空调电控主控的两路输出反激开关电源电路，在电压输出端V1、电压输出端V2的不同负载下，电压输出端V2的输出电压都不会高过设计电压值，而在待机的情况下，可以实现低功耗待机。

可以理解的是，本申请实施例的电源系统可以应用于空调、洗衣机等家电设备领域，其中，开关电源的非稳压输出端的数量可以为一个或者多个，对于多个非稳压输出端，可以分别设置对应的电压检测电路21、电流负载调整电路23，并由独立的或者共用的驱动控制器，基于各非稳压输出端的检测电压进行驱动控制，从而实现各非稳压输出端的稳压控制。

本申请实施例还提供了一种开关电源的电压调整方法，应用于本申请实施例的电压调整系统，该电压调整方法包括：

驱动控制器确定电压检测电路检测的非稳压输出端的输出电压大于或等于保护阈值，输出初始的PWM驱动信号给电流负载调整电路。

这里，保护阈值可以根据非稳压输出端的稳压需求进行合理设定。驱动控制器获取电压检测电路检测的电压，对检测的电压与保护阈值进行比较，若确定检测的非稳压输出的输出电压大于或等于保护阈值时，则输出初始的PWM驱动信号，若确定检测的非稳压输出的输出电压小于保护阈值时，则不输出PWM驱动信号，避免增加无谓的功耗。

在一些实施例中，电压调整方法还包括：

驱动控制器基于检测的非稳压输出端的输出电压调整PWM驱动信号的占空比，使得非稳压输出端的输出电压稳定在保护阈值。

可以理解的是，驱动控制器可以基于检测的非稳压输出端的输出电压，调整PWM驱动信号的占空比，比如，基于相邻两次检测的输出电压确定非稳压输出端的输出电压呈增大的趋势，则增大PWM驱动信号的占空比，即加大电流负载调整电路23中假负载的负载电流，直至非稳压输出端的输出电压稳定在保护阈值，或者非稳压输出端的输出电压小于保护阈值，停止输出PWM驱动信号，如此，基于反馈控制，可以使得非稳压输出端的电压稳定在保护阈值。

需要说明的是：“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。

另外，本申请实施例所记载的技术方案之间，在不冲突的情况下，可以任意组合。

以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以权利要求的保护范围为准。