具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件能够以各种不同的配置来布置和设计。

请参照图1至图2、图5至图6，本发明的第一个实施例提供一种多相交错并联型DC-DC变换器输出电流控制方法，包括：

S1，触发中断时，采集N个桥臂的电流，其中第S个桥臂的电流恰好为平均值电流，本次中断通过控制算法只更新第S个桥臂的功率管占空比信息，当桥臂个数N为偶数时，采用下溢中断，当桥臂个数N为奇数时，采用周期中断。

S2，数字系统将占空比转换为PWM信号。

S3，用生成的PWM信号驱动第S相桥臂的功率开关管。

其中，电流以流向低压侧为正方向。

其中，中断频率f_i＝N×f_s，其中f_s为开关频率。

其中，脉宽调制模块PWM的三角载波频率设置为f_s，计数方式采用增减计数，三角载波相位依次滞后360°/N。

其中，所述当桥臂个数N为奇数时，采用周期中断，包括：

当桥臂个数N为奇数时，在第1个中断触发时获得N相桥臂的输出电流i_n，n＝1,2,...,N，其中第S相桥臂电流i_s为平均值点，S＝2+(N-1)/2，1＜S＜N，更新第S相桥臂功率开关管的占空比。

在第r个采样周期进行周期触发，依次更新S+1,S+2,…,N,1,2,…,S-1相桥臂开关管的占空比，其中r＝2,3,…N。

其中，所述当桥臂个数N为偶数时，采用下溢中断，包括：

当桥臂个数N为偶数时，在第1个中断触发时获得N相桥臂的输出电流，i_n，n＝1,2,...,N，其中第S^*相桥臂电流i_s*为平均值点，S^*＝2+N/2，1＜S^*＜N，更新第S^*相桥臂功率开关管的占空比。

在第r^*个采样周期进行下溢触发，依次获得S^*+1,S^*+2,…,N,1,2,…,S^*-1相桥臂开关管的PWM信号，r^*＝2,3,…N，其中，r^*＝2,3,…N。

其中，以三相交错并联DC-DC拓扑为例(图2)阐述电流i_s为平均值的原因：

如图5所示，在一个开关周期T_s内视为当前占空比不变，则由占空比转换的计数比较值CMP不变，即WQ∥FG∥AC，以第3相三角载波处理为例：

(1)当CMP＜TBCTR时，PWM3信号为低电平，对应图2中VT6的PWM信号为低电平，VT5的PWM信号为高电平；此时高压侧电压通过VT5向低压侧电感L₃充电，i₃上升，如图5电流波形中AB段。

(2)当CMP≥TBCTR时，PWM3信号为高电平，对应图2中VT6的PWM信号为高电平，VT5的PWM信号为低电平；此时低压侧电感L₃通过VT5进行续流，i₃下降，如图6电流波形中BC段。

因此于三角载波而言在P点处电流i₃达到最大值，于电流波形而言在B点处电流i₃达到最大值，做PB的延长线与AC相交于D，可得BD⊥AC，三角形BDC为直角三角形。

因三角载波为等腰三角形，因此于第3相三角载波周期点处做DC的垂直线，易得交点E为DC的中点，并且E点对应的t₃时刻的电流i_t3计算如式(1)：

其中△I＝I_max-I_min；

在一个开关周期T_s内电流平均值I_ave计算如式(2)

由式(1)和式(2)可知，在E点对应的t₃时刻处采样的电流i_t3为第3相桥臂电流的平均值，即当在中断①处进行周期触发时，对应三角载波的周期点处，采样得到的3相桥臂电流中i₃为第3相桥臂的电流平均值，通过控制算法只更新第3相桥臂功率开关管的占空比。

通过上述方式，对于多相交错DC-DC变化器，可以保证每次参与控制的电流均为各桥臂电流的平均值。

请参照图2至图3、和图6，本发明的第二个实施例提供一种多相交错并联型DC-DC变换器输出电流控制方法，包括：

图2为三相交错并联拓扑结构的DC-DC变换器，定义U_up为高压侧电压，U_down为低压侧电压，i_k为第k相桥臂电流，其中k＝1,2,3，I_down为低压侧总电流，电流均以图2所示方向为正。

步骤1：配置ePWM1～3模块的三角载波频率为f_s，以第1相载波为基准，配置第2相和第3相载波依次滞后120°和240°，计数模式为增减计数。

步骤2：配置ePWM4中断为周期触发方式，中断频率为3f_s，ePWM4和ePWM1保持起始点同相位，计数模式为增减计数。

步骤3：如图6所示，在t₁时刻触发中断，采样三相桥臂电流i₁、i₂、i₃，其中i₃为平均值电流，根据图3所示控制框图进行计算，只计算得到第3相桥臂功率开关管的占空比D₃，在T1时刻装载D₃。

步骤4：将D₃按照式(3)转换成与三角载波计数值TBCTR进行比较的数值CMP。

步骤5：生成用以驱动第3相桥臂下功率开关管VT6的PWM信号，如下：

当CMP＜TBCTR时，PWM3为低电平；

当CMP≥TBCTR时，PWM3为高电平；

步骤6：对步骤5中得到的PWM3信号取反，得到第3相桥臂上管VT5的PWM信号。

步骤7：同理在t₂、t₃时刻触发采样周期中断，按照步骤3～6所述方法分别得到第1相桥臂、第2相桥臂功率开关管的PWM信号。

步骤8：以步骤3～步骤7为一个循环，重复上述过程，实现交错并联DC-DC变换器的稳定运行。

请参照图2、图5至图6，本发明的第三个实施例提供一种多相交错并联型DC-DC变换器输出电流控制系统，包括：

计算模块，用于触发中断时，采集N个桥臂的电流，其中第S个桥臂的电流恰好为平均值电流，通过控制算法只更新第S个桥臂的功率管占空比信息，当桥臂个数N为偶数时，采用下溢中断，当桥臂个数N为奇数时，采用周期中断。

数字控制模块，用于将占空比转换为PWM信号。

驱动模块，用于生成PWM信号并依次驱动N相桥臂的功率开关管。

其中，系统的中断频率f_i＝N×f_s，其中f_s为开关频率。

其中，还包括脉宽调制模块PWM，其三角载波频率设置为f_s，计数方式采用增减计数，三角载波相位依次滞后360°/N。

其中，所述计算模块包括：

下溢中断单元，用于当桥臂个数N为偶数时，在第1个中断触发时获得N相桥臂的输出电流，i_n，n＝1,2,...,N，其中第S^*相桥臂电流i_s*为平均值点，S^*＝2+N/2，1＜S^*＜N，更新第S^*相桥臂功率开关管的占空比；在第r^*个采样周期进行下溢触发，依次获得S^*+1,S^*+2,…,N,1,2,…,S^*-1相桥臂开关管的PWM信号，r^*＝2,3,…N，其中，r^*＝2,3,…N；

周期中断单元，用于当桥臂个数N为奇数时，在第1个中断触发时获得N相桥臂的输出电流i_n，n＝1,2,...,N，其中第S相桥臂电流i_s为平均值点，S＝2+(N-1)/2，1＜S＜N，更新第S相桥臂功率开关管的占空比；在第r个采样周期进行周期触发，依次更新S+1,S+2,…,N,1,2,…,S-1相桥臂开关管的占空比，其中r＝2,3,…N。

本发明实施例旨在保护一种多相交错并联型DC-DC变换器输出电流控制方法及其系统，具备如下效果：

本发明通过重复依次计算每相桥臂的占空比，得到PWM信号，从而控制输出电流，实现交错并联DC-DC变换器的稳定运行，能够解决多相交错并联DC-DC变换器因电流纹波较大导致的电流控制效果不佳的问题，同时可以实现各相之间的良好均流，提高电流控制精度。

本发明实施例所提供的多相交错并联型DC-DC变换器输出电流控制方法及装置的计算机程序产品，包括存储了程序代码的计算机可读存储介质，程序代码包括的指令可用于执行前面方法实施例中的方法，具体实现可参见方法实施例，在此不再赘述。

具体地，该存储介质能够为通用的存储介质，如移动磁盘、硬盘等，该存储介质上的计算机程序被运行时，能够执行上述多相交错并联型DC-DC变换器输出电流控制方法，从而能够解决多相交错并联DC-DC变换器因电流纹波较大导致的电流控制效果不佳的问题，同时可以实现各相之间的良好均流，提高电流控制精度。

最后应说明的是：以上所述实施例，仅为本发明的具体实施方式，用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，本发明的保护范围并不局限于此，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。