具体实施方式

图1a和图1b示意性地示出了天线的规范。

要由天线布置的设计者解决的问题是定义允许匹配技术规范的性能标准的天线布置的各种元件。通常，性能标准将包括：

-中心频率在定义的范围[f_min,f_max]内的n个发送/接收通道；

-这些中心频率的值f_i，{f_i∈[f_min,f_max],i∈{1,…,n}}；

-这些中心频率附近的指定带宽的值，{Δf_i,i∈{1,…,n}}。

图1a和图1b示出了要在指定的匹配级别上设计的天线布置的频率响应。

图1a示出了具有三个不同信道的示例，这些信道具有三个中心频率f₁、f₂、f₃。在该示例中，具有中心频率f₁的信道和具有中心频率f₃的信道具有窄带宽，而具有中心频率f₂的信道具有宽带宽。

图1b示出了具有四个不同信道的另一示例，这些信道具有大约覆盖相同的频率范围的四个中心频率f₁、f₂、f₃、f₄，这四个信道均具有相当窄的带宽。

通常将存在满足指定要求的多种解决方案，使得可以添加其他约束。

例如，天线的规范可以由在指定的匹配级别上具有定义的带宽的辐射频率和在这些频率处的辐射图来定义。辐射图定义了天线在空间的每个方向上应该实现的增益，以及使用该天线的无线电链路的对应的信噪比(SNR)。

还可以关于天线布置中的元件的数量、关于维度和/或重量来定义一些约束。

由于本发明，可以向天线的设计者提供布置工具，该布置工具允许通过组装具有预定义的共振模式并且在组装时已知其行为的预定义的元件来设计布置。

因此，根据本发明，定义了一组规则以高效地组装元件来匹配规范。

图2示出了根据本发明的一些实施例的由多个天线元件构建的天线布置。

天线布置200具有主要干线MT 211，其被连接在该布置的馈线210处。还可以设置多个次要干线{ST_k}。干线具有由其长度定义的基本模式。干线可以具有不同的外形规格，如下面所解释的。在图中示出的情况下，只有一个次要干线ST₁ 212。通过定义，所有次要干线都连接到馈线210。ST的主要优点是可以将其共振模式添加到天线布置中，而不会影响天线布置中的其他天线元件的共振模式。应当注意，可以连接到MT的ST的数量有限，该限制取决于主要干线的外形规格以及由所述主要干线MT所承载的其他元件的类型、数量、外形规格和连接点。

MT或ST可以承载多个分支{B_j}。分支允许添加新的共振模式，但是该添加修改了天线布置中的其他天线元件的共振模式中的一些共振模式，除非所添加的元件的连接在天线的馈线210处。在图2的示例性天线布置中，存在附接到主要干线211的第一分支B₁ 221和附接到次要干线212的第二分支B₂ 222。分支的长度及其外形规格还定义了该天线元件的共振频率。通过在下面的描述中进一步讨论的方法来选择分支附接到干线的位置。

然后，可以将叶子{L_i}添加到(主要或次要)干线或分支，以调整(基本或较高阶的)共振模式的中心频率中的一个或多个。在图2中示出的示例中，存在直接附接到主要干线211一个叶子L₁ 231。两个叶子L₃ 233、L₄234直接附接到次要干线212。还存在两个叶子L₂232、L₅ 235分别附接到分支221、222。叶子的几何形状、外形规格、维度和定向定义了叶子将对它们所附接的天线元件的共振模式产生的影响。叶子的位置既定义了受影响的(基本或较高阶的)共振模式，还定义了由叶子带来的共振频率的偏移量。

因此，天线设计领域的普通技术人员将能够使用根据本发明定义的各种元件。本发明还为该普通技术人员提供了一组规则，以选择适当的元件并将其放置在要被设计的天线布置的结构中。

图3a、图3b、图3c、图3d和图3e示出了根据本发明的一些实施例及其用例中的一些的不同类型的天线元件。

根据本发明的天线布置包括在图3a、图3b、图3c或图3d中的一个上例示的类型的天线元件。

图3a示意性地示出了主要干线MT。主要干线利用在该点处与天线布置的接地平面正交或不正交的连接直接连接到天线布置的馈线。主要干线是单极天线，其长度l等于λ/4，其中λ是该天线元件的基本模式的波长，其中λ＝c/f，其中f是基本模式下的辐射频率，并且c是真空中的光速。

主要干线MT是天线布置的基本辐射元件。该主要干线MT在频率范围[f_min,f_max]内以定义的频率生成n_MT个(基本和较高阶的)辐射模式，辐射模式中的每一个定义发送/接收通信信道。优选地，MT的基本模式将与最接近f_min的频率相关联，该f_min是感兴趣的最低频率。但是一些其他实施例也是可能的。

图3b示意性地示出了次要干线ST。次要干线利用在该点处与天线布置的接地平面不正交的连接直接连接到天线布置的馈线。在其中MT与接地平面不正交的一些实施例中，ST本身可以与接地平面正交地定位。次要干线的长度l’定义天线布置的另一共振频率f’，其中l’＝λ’/4并且λ’＝c/f’。如下面更详细解释的，次要干线在频率范围[f_min,f_max]内向天线布置添加了多个新的共振频率，而不会影响由主要干线定义的共振频率(前提是元件保持彼此的相对位置，这不会在该频率处产生电磁干扰)。

因此，次要干线有利地用于向天线布置添加新的发送/接收通信信道。

图3c示意性地示出了分支B。分支添加新的辐射频率并修改预先存在的天线布置的辐射模式中的一些辐射模式(分支的连接点不是冷点(cold spot)的辐射模式(如果有的话))。使用分支比使用干线或叶子更为复杂，但是可以提供添加一些更多的选项以达到天线布置的规范的优点，特别是在需要大量频率且天线需要非常紧凑的情况下。

图3d示意性地示出叶子L。叶子将典型地具有小于λ^(j)/4的主要维度，其中λ^(j)＝c/f(j)，{f^(j)}是叶子所附接的天线元件的基本模式的频率和P个较高阶模式的频率。选择数量P，使得f^(P)等于规范中由该天线元件生成的目标频率的列表中的最大频率。例如，取E5伽利略导航信号1191的中心频率f⁽⁰⁾795MHz作为感兴趣的较低频率，感兴趣的第二较高频率是具有中心频率2472MHz的2.4GHz频带的Wi-Fi信道，并且感兴趣的第三频率是具有中心频率5700MHz的5GHz频带的Wi-Fi信道。可以利用长度l为大约6.3cm的干线来获得E5频率，该干线在E5频率处具有基本共振模式：该干线在频率f⁽¹⁾＝3×f⁽⁰⁾＝3575,385MHz和f⁽²⁾＝5×f⁽⁰⁾＝5958,975MHz处具有两种较高阶共振模式。可以向干线添加第一叶子，该第一叶子将被设计和定位为使得天线布置的第一较高阶共振模式从3575,385MHz向下偏移到2472MHz。还可以向干线添加第二叶子，该第二叶子将被设计和定位为使得天线布置的第二较高阶共振模式从5958,975MHz向下偏移到5700MHz。在该示例中，叶子的最大长度由第二较高阶共振模式定义，并且等于

叶子是非共振元件，其主要用于控制叶子所附接的主要干线、次要干线或分支的辐射模式的频率。

如上定义的天线元件MT、ST、B和L中的每一个还由固有参数和非固有参数定义。

固有参数包括：

-其几何形状G，即，无论其是一维(1D)元件、二维(2D)元件还是三维(3D)元件；

-其外形规格F，要针对每个几何形状对其进行定义；

-其维度D，特性维度的数量取决于几何形状和外形规格。

非固有参数包括：

-其相对于所附接的天线布置的元件的定向/位置O；例如，分支可以与主要干线或次要干线垂直地定位，以便使两个天线元件之间的耦合效应最小化；分支也可以以不同于90°的角度定位；

-其在所附接的天线布置的元件上的位置P；例如，热点(hot spot)被定义在辐射元件上电流的节点(或开路位置，例如，MT、ST或B的开路端)处；位于主要干线或次要干线上的热点处的叶子具有以下效果：使干线的基本模式或较高阶模式的最大频率偏移，所有其他参数(O、G、F、D)是恒定的。

图3e示出了根据本发明的天线元件的多个用例。根据本发明，在图3b、图3c或图3d中的一个中描绘并与其相关地描述的类型的天线元件可以用于取决于其维度D而生成不同类型的效果。如果规范定义被包括在区间[f_min,f_max]中的共振频率的一组值，则可以在波长区间[λ_min/4,λ_max/4]中定义对应的维度区间，其中λ_max＝c/f_min并且λ_min＝c/f_max。

如果天线元件的维度D低于λ_min/4(图3e上的区域1)，则天线元件将具有叶子的结构和功能，将不会生成任何新的共振频率，并且将具有使区间[f_min,f_max]中的共振频率中的一个或多个共振频率的值偏移的效果，该偏移的幅度取决于天线元件的电纳以及其在所附接的MT、ST或B上的位置。

如果天线元件的维度D大于λ_min/4且低于λ_max/4(图3e上的区域2)，则对于共振频率的一些值，天线元件将具有分支或次要干线的功能，这取决于该天线元件是位于主要干线的馈线还是位于其上的另一位置。该天线元件将有可能生成在区间[f_D,f_max]内的一个或多个新的共振频率，其中f_D＝c/4×D。取决于这些潜在的新的共振频率是否与预先存在的共振频率(在指定的匹配级别上)分离，这些潜在的新的共振频率将是实际的新的共振频率，或者生成在该区间内的预先存在的共振频率附近的放大的带宽。同时，结构上为ST或分支的天线元件将在整个区间[f_min,f_max]内用作叶子，并使在该区间内的预先存在的共振频率中的一些共振频率偏移，该偏移的幅度取决于天线元件的电纳以及其在所附接的MT、ST或B上的位置。

图4a、图4b、图4c、图4d、图4e、图4f和图4g示出了根据本发明的一些实施例的不同形状的天线元件的示例。

附图示出了与主要干线或次要干线的固有参数相关的本发明的可能的实施例中的一些实施例。

图4a、图4b和图4c示出了本发明的实施例，其中主要干线和/或次要干线是线型的，呈1D、2D或3D几何形状。

在图4a上，示出了具有1D几何形状的干线。该干线的外形规格F是直线的。其维度D可以适合于生成天线布置的规范的发送/接收通信信道所需的频率。

在图4b上，示出了具有2D几何形状的干线。该干线的外形规格F是正弦曲线的。其维度D是天线元件的全长度，并且还适合于生成天线布置的规范的发送/接收通信信道。对于相同的维度D，这种元件比图4a的天线元件更紧凑。

在图4c上，示出了具有3D几何形状的干线。该干线的外形规格F是螺旋状的。其维度D是天线元件的全长度，并且还适合于生成天线布置的规范的发送/接收通信信道。对于相同的维度D，这种元件比图4a和图4b的天线元件更紧凑。

在图4d上，示出了具有接近1D几何形状的几何形状的干线。该干线是薄带型的，并且其外形规格F是直线的。其维度D可以适合于生成天线布置的规范的发送/接收通信信道所需的频率。

在图4e上，示出了具有2D几何形状的干线。该干线的外形规格F接近在其底部具有锥形形状的矩形表面，该锥形形状的底部实现对天线的匹配级别的改进的控制。其较大的维度D适合于生成天线布置的规范的发送/接收通信信道。垂直于较大维度D的较小维度的值适合于调整在干线的有用共振模式的中心频率附近的带宽：增加该维度将增加带宽。这是由于这样的事实：与具有线性外形规格的天线(例如，电线)相比，天线元件的阻抗(或导纳)在中心频率附近变化更慢。

在图4f上，示出了具有3D几何形状的干线。该干线的外形规格F是在其底部具有锥形形状的半圆柱体表面。其较大的维度D适合于生成天线布置的规范的发送/接收通信信道。这种元件具有较小的维度，该维度适合于调整在干线的有用模式的中心频率附近的带宽，但是对于相同的维度D，这种元件比图4e的天线元件更紧凑。

在图4g上，示出了具有3D几何形状的干线。该干线的外形规格F是在其底部具有锥形形状的圆柱体。该干线可以定义与图4f的半圆柱体干线相同的频率和带宽。由该圆柱体元件确定的辐射图将比由图4f的半圆柱体干线确定的辐射图更均匀且具有更少的空间分集。

在图4a、图4b、图4c、图4d、图4e、图4f和图4g上描绘的天线元件仅仅是根据本发明的天线元件的示例性实施例。本领域普通技术人员可以在不进行创造性活动且不脱离本发明的范围的情况下根据这些推导出不同外形规格的变型。

相同的几何形状和外形规格也可以应用于分支或叶子的变型。

图5a、图5b、图5c和图5d示出了根据本发明的一些实施例的不同外形规格的叶子天线元件的示例。

在图5a上描绘了具有直线外形规格的1D叶子的示例。在该示例中，叶子的宽度为1mm。长度D为5mm。该叶子与干线或分支垂直地定位(O＝90°)。

根据本发明，计算在该天线元件的输入处看到的电纳B的值(以Siemens(S)为单位)，以用于进一步计算该天线元件对并入该天线元件的共振元件的频率和带宽的影响。

该计算使用以下标准定义：

R是在天线元件的输入处看到的电阻(以Ohm(Ω)为单位)；

X是在天线元件的输入处看到的电抗(以Ohm(Ω)为单位)；

Z是在天线元件的输入处看到的阻抗(以Ohm(Ω)为单位)；

G是在天线元件的输入处看到的电导(以Siemens(S)为单位)；

Y是在天线元件的输入处看到的导纳(以Siemens(S)为单位)。

然后，用于计算电纳的方程式如下：

Z＝R+jX (方程式1)

Y＝G+jB (方程式2)

然后，针对图5a的天线元件的参数的值对上述公式求解以找到B，这允许生成B的值。

可替代地，可以根据实验或通过仿真针对频率f的范围获得下表：

在图5b上描绘了具有直线外形规格的1D叶子的示例。在该示例中，叶子的宽度为1mm。长度D为7.5mm。该叶子与干线或分支垂直地定位(O＝90°)。

下表显示了针对各种频率对上述参数的测量；可替代地，可以使用方程式1至4通过直接计算获得这些参数：

在图5c上描绘了具有“水滴”外形规格的2D叶子的示例。在该示例中，叶子的宽度和长度等于5mm。该叶子与干线或分支垂直地定位(O＝90°)。

下表显示了针对各种频率对上述参数的测量；可替代地，可以使用方程式1至4通过直接计算获得这些参数：

在图5d上描绘了具有“水滴”外形规格的2D叶子的示例。在该示例中，叶子的宽度和长度等于7.5mm。该叶子与干线或分支垂直地定位(O＝90°)。

下表显示了针对各种频率对上述参数的测量；可替代地，可以使用方程式1至4通过直接计算获得这些参数：

要注意的是，在较高的频率(5.5/6GHz)处，D不能被认为远小于λ/4，因为在6GHz处，λ_freespace＝5cm并且λ/4＝1.25cm，而D＝0.75cm。因此，叶子开始具有共振行为，该共振行为可以生成天线布置的新的辐射频率。

对于相同的外形规格，使用方程式1至4的公式，可以针对其他维度简单地计算上表。这些表可以与被生成以实现本发明的天线元件库中的天线元件相关联。而且，电磁仿真工具可以与该库相关联，以针对任何几何形状、外形规格、维度和频率的值“实时”计算库中的天线元件的输入电纳。可替代地，可以将表与插值算法组合使用，以针对各种外形规格以及未列表化的维度和频率计算输入电纳的值。

图5e、图5f、图5g和图5h示出了根据本发明的一些实施例的不同外形规格的干线/分支天线元件的示例。

图5e示出了具有1D几何形状和直线外形规格的ST元件或B元件。与图5a的天线元件(即，叶子)的区别在于，其主要维度D是根据上面关于图3e所指示的规则定义的，即，天线元件的主要维度D高于λ_min/4且低于λ_max/4，生成在区间[f_D,f_max]中的潜在的新的共振频率，并且使区间[f_min,f_max]中预先存在的共振频率偏移。图5f示出了2D几何形状和曲线外形规格的ST元件或B元件。在图5a至图5d中描述的叶子类型没有等效项。

图5g示出了具有2D几何形状和液滴外形规格的ST元件或B元件，类似于图5c和图5d的实施例。

图5h示出了具有2D几何形状和具有锥形底部的矩形的外形规格的ST元件或B元件。在图5a至图5d中描述的叶子类型没有等效项。

具有液滴或矩形外形规格的2D外形规格允许更好地控制目标共振频率值附近的带宽。

本领域普通技术人员将能够生成与关于图5a、图5b、图5c和图5d说明的表类似的表。这些表可以是测量值。可以使用模型来计算这些表。可以使用Smith圆图来计算这些表，如在下面的描述中进一步指示的。这些表可以与存储在天线元件的数据库中的天线元件的描述符相关联。

图6a、图6b、图6c、图6d、图6e、图6f和图6g示出了根据本发明的一些实施例的天线元件的组装件的示例。

ST类型、B类型或L类型的天线元件通过直接连接(例如，通过焊接)组装在MT类型、ST类型或B类型的天线元件上。

下面列出根据本发明的天线元件的组合：

-MT上的ST；

-MT、ST或B上的B；

-MT、ST或B上的L。

MT被指定为天线布置的主要导电元件。ST是次要导电元件。当B直接连接到MT时，B可以是次要导电元件。当B连接到ST或本身直接连接到MT的另一B时，B也可以是第三导电元件。当B连接到本身连接到B(该B连接到MT)的B等等时，B也可以是第四导电元件。类似地，对于L，当L直接连接到MT时，L将被指定为次要导电元件；当L连接到直接连接到MT的B时，L为第三导电元件；或当L连接到本身连接到B(该B直接连接到MT)的B时，L为第四导电元件。可以通过添加新级别的天线元件(B或L)来迭代地扩展盆景树，以更好地匹配规范。

这些元件可以存储在离散的简单天线元件(干线、分支或叶子)的数据库中。该数据库还可以包括这些离散天线元件ST的组装件，该ST具有与其直接连接的B和/或L；B上连接有其他B，每个B包括或不包括L，或者包括这些离散元件的任何种类的组装件，无论其在组装件定义的树盆景树的架构中具有多少级别。元件和组装件的电纳连同其几何参数也可以一起存储在数据库中。

图6a示出了天线布置的简单配置，其中，次要干线ST被连接在主要干线MT的馈线处。ST相对于MT的定向大约为45°，使得ST与MT以及天线布置的接地平面相距足够远。ST被连接在馈线处，该馈线是针对MT的所有共振模式的冷点(即，短路，与电流的峰值相关联)，ST的共振模式不干扰MT的预先存在的共振模式，并且因此将新的发送/接收通信信道添加到MT的那些信道上。

图6b示出了其中分支B附接到主要干线MT的天线布置的配置。分支的维度为D，确定该维度D以生成在[f_min,f_max]域中包括MT和B的天线布置的新的辐射频率。参见上面关于图3e的说明。分支通常位于针对MT的共振模式中的一个共振模式的冷点处，以免修改该共振模式的频率。但是，如果分支的连接点不是针对其他模式的冷点，则该分支将随后修改这些其他共振模式。将存在新的共振模式，并且在添加分支之前，天线布置的共振模式将被修改。

然后，我们将得到：

-{f_iMT,i∈{1,…,n}}：MT的初始适当共振模式.

-{f_{j MT+B},j∈{1,…,m}}：MT加B的新的适当共振模式.

-{f'_{i MT},i∈{1,…,n}}：MT的修改后的适当共振模式.

-{f′_{i MT},i∈{1,…,n}}∪{f_{j MT+B},j∈{1,…,m}}：包括MT和B的天线布置的适当共振模式。

当新的频率与初始频率相距足够远时，可以定义新的发送/接收通信信道。相反，当新的频率中的一个或多个与预先存在的共振模式的频率足够接近时，在该频率附近的带宽会被放大，然而，这个的前提是指定值的匹配级别超过了预定义的阈值。

在其他实施例中，分支B可以在如图6c中示出的天线布置中位于ST上，或者分支B’可以如图6d中示出的位于分支B上。在这两种情况下，都将新的共振频率添加到在添加新元件之前预先存在的共振频率上，从而创建新的信道或放大预先存在的信道的带宽。

图6e、图6f和图6g示出了不同的实施例，其中叶子L被添加到主要干线MT、次要干线ST或分支B。

当叶子L的主要维度D低于或等于λ^(P)/4时，将叶子L将被这样考虑，其中λ^(P)＝c/f^(P)，f^(P)是叶子L所附接的天线元件的第P较高阶模式的频率，并且是L与MT、ST或B的组合生成的最高有用频率，如上面所解释的。

叶子的固有参数(几何形状、外形规格、维度)将定义叶子对叶子所附接的天线元件的共振模式的频率的影响的第一幅度。该影响将取决于共振模式的频率而变化，该影响的幅度由叶子的输入电纳定义。上面已经关于图5a至图5d讨论了这种影响的示例。

而且，叶子相对于其附接的天线元件的非固有参数(定向、位置)将修改叶子对该天线元件的共振模式的频率的影响。

在所有其他条件相同的情况下，当叶子位于天线元件的热点(即，天线元件的电流的节点或开路)时，由叶子给其附接的天线元件的共振模式带来的频率偏移将最大。相反，当叶子位于天线元件的冷点(即，天线元件的最大电流或短路)时，频率偏移将最小。可以容易地定义中间区域，这些中间区域可以被定义为“温”点(tepid spot)。

当天线元件的主要电磁参数(例如，输入电纳、输入导纳)已经被定义为固有参数(G、F、D)和非固有参数(定向)的函数时，可以通过以图形、分析方式求解方程式或通过对方程式进行仿真或建模来定义对天线布置的共振频率的影响，这些方程式定义了复合天线元件的组合的导纳/电纳的方式。相反，找到将定义符合规范的天线布置的天线元件组合的(非固有和固有)参数等效于解决反问题。这也可以以图形、分析方式或通过仿真或建模来完成，如将在下面的描述中进一步解释的。

图7a、图7b、图7c、图7d、图7e和图7f示出了根据本发明的一些实施例的不同形状的天线元件的组装件的示例。

这些图示出了包括MT类型的第一天线元件和ST或B类型的第二天线元件的组装件的各种示例。然而，第二天线元件也可以是L类型的，其差异在于相对于第一天线元件的最高频率有用模式的频率的维度D，有用意味着它们允许根据天线的规范定义作为目标的频率。

图7a和图7b示出了与图6a和图6b的天线布置类似的天线布置，除了图7a和图7b的天线布置还可以包括叶子L作为图6a的ST类型的元件和图6b的B类型的元件的替代。MT类型的第一天线元件具有1D几何形状。

图7c和图7d示出了B类型或L类型的天线元件，其为附接到具有1D几何形状的MT类型的元件的2D元件。

图7e示出了ST类型或L类型的天线元件，其为附接到具有1D几何形状的MT类型的元件的3D元件。

图7f示出了附接到MT类型的2D天线元件的B类型或L类型的2D天线元件。

许多其他组合是可能的，从而允许匹配天线布置的规范。

图8是示出根据本发明的一些实施例的天线布置的设计方法的流程图。

天线布置的规范包括以下各项中的一个或多个：

-天线布置共振的频率值列表{f_i，i∈{1，…，n}}，因此天线布置被配置为发送/接收电磁信号；

-在定义的匹配级别上与这些频率相关联的带宽{BW_i，i∈{1，…，n}}；

-天线布置应适合的外形规格和几何形状。

可以至少部分地取决于天线布置(例如，辐射波束的形状)，或者主要取决于T/R处理链的其他元件(例如，功率水平或SNR)，来添加某种其他规范。但是本文不处理这些规范，本发明适用于包括这种要求的任何种类的天线布置的规范。

为了基于单极满足规范的主要天线元件来设计天线布置，本发明尤其提供一种方法，该方法包括选择主要干线作为天线布置的第一元件，该主要干线具有长度l和外形规格ff和几何形状g(步骤810)。

在一阶中，主要干线的长度应为例如其中λ＝c/f，f是主要天线元件的共振模式中的一个共振模式的共振频率。在有利的实施例中，选择f为频率值和基本模式的共振频率的列表中的最低频率值。

干线的外形规格和几何形状可以被定义为紧凑度的函数，对于定义的目标频率，必须达到该紧凑度。如果将天线元件的最大维度设置为小于生成特定共振频率所必需的长度若干倍的值，则使用通常具有3D几何形状(例如，螺旋类型的)的特定外形规格是必要的。

在步骤820处，对天线布置的电气响应进行建模以确定共振模式的频率的值。步骤820是在上面描述的针对单个天线元件(即，主要干线，N设置为1)的第一步骤810之后被实现的，或者作为要被执行直到获得规范的所有目标频率和带宽的迭代步骤(N＝N+1)的一部分(步骤845)。在那里，已经从天线元件的库中拾取了多个天线元件(次要干线、分支和/或叶子)，并将其添加到天线布置。可以通过使用天线布置的电气模型的分析计算来确定与天线布置的共振模式相关联的所有频率的值。模型可用于简单结构，通常不用于复杂结构。代替分析模型，可以使用图形表示(例如，Smith圆图)来确定共振模式的频率的值。可以使用电磁仿真工具来更迅速地找到合适的解决方案。分析模型、图形表示和仿真工具的示例在本发明的各种实施例的以下描述中进一步讨论。

在步骤830处，将天线布置的共振频率、匹配级别和带宽的值与规范进行比较。

如果天线元件的相同结构的参数的简单调整允许收敛到规范的值，则可以多次重复进行步骤820和步骤830。

如果规范的所有值(频率、匹配级别、带宽)都被测试(步骤840)并被确认满足，则过程结束(步骤845)。否则，映射当前在天线布置中的天线元件的可以添加新的天线元件点的电气状态(步骤850)。值得注意的是，应该针对每种共振模式标记热点和冷点。在第一类别的点处，可以添加叶子，该叶子将在天线布置的共振模式的频率上带来最大偏移(所有其他条件相同)。在第二类别的点处，可以添加次要干线或分支，如果未完全满足规范，则该次要干线或分支将在天线布置的共振模式的共振频率上带来最小偏移，并向天线布置添加多个新的共振频率。

然后，在步骤860处，在天线元件库中选择新的天线元件，以将其添加到天线布置中相关的预先存在的天线元件的相关点处。在下面的描述中进一步提供了基于要对天线布置的目标规范进行的调整的类型来选择天线元件的类型的指导。在将天线元件添加到天线布置的适当位置之前，应对该天线元件进行配置，即，应定义其可调整的参数((多个)维度、外形规格等)，以获得将在必须调整的频率值和带宽上导致要求的效果的足够的电纳。

然后，迭代循环，直到完全满足规范为止。

图9是示出根据本发明的一些实施例的天线布置的设计方法的另一流程图。

在本发明的这种实施例中，可以将规范重新表述为：

{f_i，i∈{1，...，n}}；f_i∈[f_min，f_max]

{Δf_i，i∈{1，...，n}}；

可以利用单个干线满足所有规范。在步骤910处，定义可以用于生成规范中列出的频率的主要干线的共振模式的数量n_MT。在步骤920处，测试规范在频率值(或信道)数量方面的满意度。如果数量正确(步骤930)，则必须测试频率值本身(步骤940)。如果所有频率值均与规范匹配，则必须测试带宽(步骤99G和99H)。如果带宽通过测试，则声明满足规范(步骤99I)。否则，必须添加新的共振模式以通过添加次要干线(ST)和/或分支(B)来控制带宽；可以通过在次要干线(ST)或分支(B)上添加叶子(L)来控制共振频率值(步骤99E)。然后，测试结果(步骤99F)。在需要新的天线元件的情况下，通过迭代循环来添加新的天线元件(步骤99E/步骤99F)。

回到步骤940，如果一些频率值不同于指定的频率值，则可以将与主要干线的每个共振模式相对应的频率值偏移预先确定的量(步骤950)。偏移量将取决于叶子的参数(其几何形状(1D、2D、3D)、其外形规格、其特性维度)以及叶子在干线上的位置和定向。然后，针对新配置中的规范来测试频率值(步骤955)。如果频率值通过测试，则该方法继续测试带宽(步骤960和99D)。如果带宽通过测试，则声明满足规范(步骤99I)。如果带宽没有通过测试，则该方法分支到步骤99E处。在测试955的输出处，如果频率值中的一个没有通过测试，则生成、测试新的信道，然后测试共振频率值和带宽(步骤970、步骤975、步骤980)。

回到步骤920，如果在主要干线上生成的频率数量低于规范要求的数量，则可以通过添加次要干线(ST)和/或分支(B)来生成丢失的信道(步骤99A)。然后，利用具有步骤99A的循环来测试信道的数量(步骤99B)。然后，建立共振频率的列表(步骤99C)，并且该方法分支到步骤940。

如上面所解释的，天线元件(MT、ST、B、L)的可以被调谐以满足规范的固有参数是其几何形状(1D、2D、3D)、其外形规格和其特性维度。而且，天线元件对整个天线布置的共振频率的影响将取决于天线元件的组成(单个元件或连接子元件(分支或叶子)的元件)以及天线元件相对于所附接的MT、ST或B的热点和冷点的位置。

可以通过以分析、图形方式或通过仿真来执行针对天线布置的合成的确切匹配级别、天线元件的每一个的参数组及其位置对共振频率和对应带宽的计算。同样地，也可以通过这些方法中的一个来获得反问题的解决方案(找到天线元件组、天线元件的固有参数以及天线元件的生成具有针对匹配级别的定义的带宽的共振频率组的位置)。而且，一些人工智能或基于知识的工具(例如，神经网络)可以与工具一起使用，以根据参数对解决方案进行仿真或建模，从而更迅速地探索反问题的解空间。天线设计领域的普通技术人员已知的仿真工具例如是CST^TM、HFSS^TM、Feko^TM或Comsol^TM。但是也可以使用具有类似功能的任何其他专有软件。

根据本发明，对于必须根据规范设计天线布置的设计者，不同类型的天线元件(主要干线、次要干线、分支、叶子)具有以下用途，并且可以被组合以满足规范的参数(针对定义的匹配级别的共振频率和带宽)：

-主要干线用于生成与该主要干线的适当共振模式相对应的一组共振频率；

-连接到主要干线的馈线的次要干线用于生成与该次要干线的适当共振模式相对应的一组新的共振频率；

-连接到主要干线(MT)、次要干线(ST)或另一分支(B)的分支用于生成包括MT、ST和预先存在的B的天线布置的新的共振频率；这些共振频率可以与MT、ST和预先存在的B的适当模式的共振频率分离，或者在预先存在的适当模式附近以定义的匹配级别生成带宽，或者两者的组合；

-叶子，其主要维度D是根据上面关于图3e说明的规则定义的，并且该叶子连接到主要干线(MT)、次要干线(ST)或分支(B)，用于使与其相连的天线组装件的适当模式的频率偏移。

基于这些设计规则并且使用该规范中描述的迭代算法、计算和工具，可以构建允许匹配各种规范的天线元件的数据库。

图10a、图10c、图10e和图10g示出了根据本发明的一些实施例的天线元件的组装件的示例，并且图10b、图10d、图10f和图10h示出了这些组装件的响应的频率响应。

在图10a上，天线布置1000a是在方位平面中具有全向辐射图的简单单极天线。选择该布置的维度，使得天线适合在ISM(工业、科学、医学)频带、VHF频带或UHF频带中操作。可以将其视为仅包括干线1010的树。该树种在接地平面1030上。

主要干线1010由导电材料、金属线或金属带形成，其展开的物理长度为l，该长度l根据如上面已经解释的基本模式的期望辐射频率被定义。在该频率处，l＝λ/4。干线可以被内切在平面中。在一些实施例中，例如，当使用微带技术制造天线布置时，内切有干线的平面可以平行于接地平面，或者在天线和接地平面被设计为共平面布置的解决方案中，干线可以内切在接地平面中。在这样的布置中，天线可以被刻在基板的表面上，并且接地平面可以被刻在基板的底板上。在其他实施例中，内切有干线的平面垂直于接地平面。干线可以可替代地内切在非平面表面或体积结构中。这样的外形规格有利于增加给定物理长度l的天线布置的紧凑度。

接地平面1030是PCB结构的金属底板，其包括激励电路，该激励电路在其机械和电连接点1040处将RF信号馈送到干线。

在该步骤处，引入辐射元件的“电气长度”的概念是有用的。物理长度为l的元件在波长λ处的电气长度l_e(λ)由l_e(λ)＝l/λ定义。然后，如果辐射在电磁介电常数为ε_r的介质中传播，其中将得到 在空中，其中ε_r＝1，将得到l_e(λ)＝l×f/c。

可以以度或弧度表示电气长度。例如，对于l_e(λ)＝1/4(以λ为单位)，可以将该值表示为l_e(°)＝90(以度为单位)或l_e(rad)＝π/2(以弧度为单位)。

不同的辐射模式基本上由辐射极元件的电气长度定义：

-基本模式由等于1/4(λ)(一次谐波)的辐射元件的电气长度l_e(λ)定义，其中λ＝c/f，f是基本模式处的辐射频率；

-第一较高阶模式由等于3/4(λ₁)(三次谐波)的辐射元件的电气长度定义，其中λ₁＝c/f₁，f₁是辐射元件的第一较高阶模式的共振频率；

-第二较高阶模式由等于5/4(λ2)(五次谐波)的辐射元件的电气长度定义，其中λ2＝c/f₂，f₂是辐射元件的第二较高阶模式的共振频率；

-第三较高阶模式由等于7/4(λ₃)(七次谐波)的辐射元件的电气长度定义，其中λ₃＝c/f₃，f₃是辐射元件的第二较高阶模式的共振频率。

基本模式的共振频率f以及第一较高阶模式的共振频率f₁和和第二较高阶模式的共振频率f₂分别在辐射元件的频率响应的图形表示(图10b)中用附图标记1010b、1011b、1012b表示。

图10c的天线布置1000c包括位于主要干线1010上的点1025处的叶子(L)1020。叶子也是金属的并且机械地且电气地连接到主要干线，其位置1025通常被选择为使其对主要干线的共振模式中的一个共振模式的频率的偏移的影响最大化。频率的偏移还将取决于叶子1020的几何形状、外形规格、维度和定向。

这些依赖性在公开号为EP2016/306059.3的欧洲专利申请中公开，该天线布置类似于紧凑的树结构，该树结构在某些方面类似于盆景的结构。

还可以定义等效的电气长度l_e(λ)eq。例如，如果将具有定义的几何形状、外形规格和维度的叶子添加到主要干线上具有定义的定向的定义的位置处，则干线和叶子的组合将具有由l_e(λ)eq＝l×f/c+Δl_e(λ)(f)定义的等效的电气长度，其中，Δl_e(λ)(f)是频率f的函数，其是作为添加叶子的结果的干线的电气长度的变型。

可能存在多个叶子。叶子可以被视为使天线的长度在定义的方向上延伸定义的量的结构。叶子可以一起在相同的平面或不同的表面中内切或不内切。叶子可以与干线共面或不共面。

图10d示出了由叶子1020给主要干线1010的共振频率带来的偏移：

-f变成f’(图10d上的标记1010d)；

-f₁变成f₁’(图10d上的标记1011d)；

-并且f₂变成f₂’(图10d上的标记1012d)。

可以看出，对于第一较高阶模式，频率的偏移最大：位置1011b与1011d之间的差大于位置1010b与1010d之间的差以及位置1012b与1012d之间的差。这是通过叶子在主要干线上的位置确定的。还可以看出，由于增加了天线布置的总电气长度，因此共振频率被偏移到较低的值。

图10e的天线布置1000e包括次要干线(ST)1050，该ST 1050位于主要干线1010的机械和电气连接的点1040(也称为馈线点)处。ST也是金属的，并机械地且电气地连接到主要干线。

如已经讨论的，ST 1050可以具有不同的几何形状、外形规格、维度和定向。

由于ST 1050连接到针对主要干线1010的所有共振模式的作为冷点的唯一点，因此对这些共振模式的频率没有影响，这些频率保持不变，如图10f所示，其中f、f₁和f₂在图10b上位于相同位置1010b、1011b和1012b。

如果规范要求，则通过添加ST 1050来创建以下新的辐射频率：

-f⁽¹⁾，附图标记为1021f；

-f₁ ⁽¹⁾，附图标记为1022f。

图10g的天线布置1000g包括分支(B)1060，该B 1060位于主要干线1010的点1065处。分支也是金属的，并且机械地且电气地连接到主要干线，其位置1065通常被选择为使其对主要干线的共振模式的辐射频率的影响最小化。针对主要干线的辐射模式中的一个或多个辐射模式的冷点是优选的。

如图10h中示出的，在频率f⁽²⁾处创建了新的辐射模式(标记为1011h)，而一阶共振模式的频率f₁(标记为1011b)不受影响，因为点1065是针对该一阶共振模式的冷点。基本共振模式的频率(f，1010b)和第二较高阶模式的频率(f₂，1012b)被偏移至较低的频率(f"，1010h，和f₂"，1012h)。

图11a、图11c和图11e示出了单极天线的基本模式、第一较高阶模式和第二较高阶模式的电流和电压的分布，并且图11b、图11d和图11f分别示出了在Smith圆图上对天线布置在这些模式中的每个模式处的输入导纳的计算。

图11a示出了到馈线1140(或短路点)的连接与开路点1130(其是单极天线的顶端)之间的长度为l的单级天线的基本模式(或一次谐波)的电流的分布(曲线1110a)或者电压的分布(曲线1120a)。基本模式的共振频率f₀ ⁽⁰⁾被定义为：

天线在基本模式处的电气长度由图11b上的曲线1110b表示，曲线1110b示出了表征在基本模式处的天线的Simith圆图。曲线1110b在Smith圆图上顺时针覆盖了半圈。

天线的归一化的输入导纳被定义为：其中，Y_C是单极天线的特性导纳。

在基本模式处，在SC点处是无限的，并因此由以下公式给出：

同样地，图11c示出了到馈线1140(或短路点)的连接与开路点1130(其是单极天线的自由端)之间的长度为l的单级天线的第一较高阶模式(或三次谐波)的电流的分布(曲线1110c)或者电压的分布(曲线1120c)。第一较高阶模式的共振频率f₁ ⁽⁰⁾被定义为：

还可以得到f₁ ⁽⁰⁾＝3f₀ ⁽⁰⁾。

天线在第一较高阶模式处的电气长度由图11d上的曲线1110d表示，曲线1110d示出了表征在第一较高阶模式处的天线的Smith圆图。曲线1110d在Smith圆图上顺时针覆盖了一圈半。

在第一较高阶模式处，天线的归一化的输入导纳在SC点处是无限的，因此由给出。

同样地，图11e示出了到馈线1140(或短路点)的连接与开路点1130(其是单极天线的自由端)之间的长度为l的单级天线的第二较高阶模式(或五次谐波)的电流的分布(曲线1110e)或者电压的分布(曲线1120e)。第一较高阶模式的共振频率f₂ ⁽⁰⁾被定义为

还可以得到f₂ ⁽⁰⁾＝5f₀ ⁽⁰⁾。

天线在第二较高阶模式处的电气长度由图11f上的曲线1110f表示，曲线1110f示出了表征在第二较高阶模式处的天线的Smith圆图。曲线1110f在Smith圆图上顺时针覆盖了两圈半。

在第二较高阶模式处，天线的归一化的输入导纳在SC点处是无限的，并且因此由以下公式给出：

对于较高阶模式，当然可以使图11a至图11f的表示和计算一般化。

使用Smith圆图允许组合各种天线元件在其连接点处的导纳/电纳，如下面所解释的。

图12a、图12b和图12c示出了对叶子的等效物理长度的计算，并且图12d、图12e和图12f示出了位于干线上的叶子分别对干线的基本模式、第一较高阶模式和第二较高阶模式的影响。

图12a示出了天线布置1200，该天线布置1200具有在点P处连接到主要干线1210上的叶子1220，该叶子定义了两个片段：长度为的片段1211和长度为的片段1212，使得

图12b示出了对叶子1220的等效物理长度和导纳的计算。

将叶子的在频率f处的等效物理长度定义为具有与叶子相同的输入导纳Y_IN(f)的直线天线元件的长度l_eq.Leaf(f)(其中l_eq.Leaf(f)∈[0,λ/4])。然后必须求解：Y_IN(f)＝Y_Leaf(f)。

Y_Leaf(f)是叶子1220的固有和非固有参数(几何形状、外形规格、维度和定向)的函数。

如果等效直线天线元件在与主要干线1210的连接P 12201处具有输入导纳Y_IN(f)，并且在其远端OC 12202处具有导纳Y_L，则可以得到在叶子上定义的导纳之间的以下关系：

当传播介质是环境空气时，可以有β＝2π/λ或β＝2π×f/c。然后，可以以图形或分析方式求解方程式5。

图形分辨率在图12c的Smith圆图上示出。

如果将l_e(λ)eq.Leaf(f)定义为叶子1220的等效电气长度(l_e(λ)eq.Le_af(f)＝l_eq.Leaf(f)/λ，其中l_e(λ)eq.Leaf(f)∈[0,1/4])，则在从OC位置1210c开始并表示等效电气长度l_e(λ)eq.Leaf(f)的圆弧距离1220c顺时针旋转之后，可以在Smith圆图上的点1230c处读取叶子的归一化的输入导纳(其等于)。

方程式5的分析解决方案利用了事实Y_L＝Y_OC＝0。因此：

假设叶1220无损，则可以假设Y_Leaf(f)＝j×B_Leaf(f)。因此，可以有：

其中

其被转换为：

其中

方程式7和方程式8定义了叶子1220的馈点12201处的电纳与该叶子在频率f处的等效长度之间的关系。

在实施例中，图12d示出了添加叶子1220对主要干线1210的基本模式的频率的影响。

在该实施例中，仅作为示例：

并且因此，即，主要干线的长度等于对应于基本模式的共振频率f₀ ⁽⁰⁾的波长的四分之一。

叶子1220的参数(几何形状、外形规格、维度)使得叶子1220特别地具有足够小的维度，以使其等效长度低于

在图12d的Smith圆图上，从圆图的左手侧的OC点1210d开始，该OC点定义了导纳的圆图原点，然后通过添加等效电气长度为的天线片段来从远端为OC的一个片段开始顺时针移动。

在频率f₀ ⁽⁰⁾处(其是天线布置的基本模式的频率)电气长度为的第一片段1211生成归一化的输入导纳使得

在天线布置的基本模式的频率f₀ ⁽⁰⁾处，在点P 12201处的归一化的导纳为片段1211(片段1220d)的归一化的输入导纳与叶子1220(片段1230d)的归一化的输入导纳的总和。

然后，得到在点P处的总的归一化的输入导纳即：

因此，叶子在f₀ ⁽⁰⁾处添加了0.046的旋转。

然后，添加主要干线1210的电气长度为的第二片段1212，该第二片段1212确定了旋转1240d，该旋转通向Smith圆图上的点1250d，该点1250d确定了可以读取天线布置的归一化的输入导纳的总旋转Rot_Ant。

其中Rot_{Leaf 1220}＝0.046(弧度1230d)。

在图12d所示的示例中，可以有

因此，可以有等效长度为的天线元件1200，该等效长度高于f₀ ⁽⁰⁾处的四分之一波长。因此，在频率f₀ ⁽¹⁾处的天线布置的新的基本模式使得叶子1220因此降低了天线布置1200的基本模式的频率。

图12e示出了在实施例中添加叶子1220对主要干线1210的第一较高阶模式的频率的影响。

可以有并且因此，

叶子1220的参数(几何形状、外形规格、维度)使得叶子1220特别地具有足够小的维度，以使其等效长度低于

在图12e的Smith圆图上，从圆图左手侧的OC点开始，该OC点定义了导纳的圆图的原点，然后通过添加等效电气长度的天线片段来从远端为OC的一个片段开始顺时针移动。

在频率f₁ ⁽⁰⁾处(其是天线布置的第一较高阶模式的频率)电气长度为的第一片段1211生成归一化的输入导纳使得

在天线布置的第一较高阶模式的频率f₁ ⁽⁰⁾处，在点P 12201处的归一化的导纳为片段1211的归一化的输入导纳与叶子1220的归一化的输入导纳的总和。

从归一化的输入导纳为的点P开始，然后添加主要干线1210的电气长度为的第二片段1212，然后确定组合的天线布置1200的归一化的输入导纳。

方程式10适用于用f₁ ⁽⁰⁾替代f₀ ⁽⁰⁾。因此得到

因此，可以有等效长度为的天线元件1200，该等效长度高于f₁ ⁽⁰⁾处的四分之三波长。因此，在频率f₁ ⁽¹⁾处的天线布置的新的基本模式使得叶子1220因此降低了天线布置1200的第一较高阶模式的频率。

图12f示出了在实施例中添加叶子1220对主要干线1210的第二较高阶模式的频率的影响。

可以有并且因此，

叶子1220的参数(几何形状、外形规格、维度)使得Y_LeafN(f₂ ⁽⁰⁾)＝j×3.0。叶子1220特别地具有足够小的维度，以使其等效长度低于

在图12f的Smith圆图上，从圆图左手侧的OC点开始，该OC点定义了导纳的圆图的原点，然后通过添加等效电气长度的天线片段来从远端为OC的一个片段开始顺时针移动。

在频率f₂ ⁽⁰⁾处(其是天线布置的第二较高阶模式的频率)电气长度为的第一片段1211生成归一化的特性导纳使得

在天线布置的第二较高阶模式的频率f₂ ⁽⁰⁾处，在点P 12201处的归一化的导纳为片段1211的归一化的输入导纳与叶子1220的归一化的输入导纳的总和。

从归一化的输入导纳为的点P开始，然后添加主要干线1210的电气长度为的第二片段1212，然后确定组合的天线布置1200的归一化的输入导纳。

方程式10适用于用f₂ ⁽⁰⁾替代f₀ ⁽⁰⁾。然后得到

因此，可以有等效长度为的天线元件1200，该等效长度高于f₂ ⁽⁰⁾处的四分之五波长。因此，在频率f₂ ⁽¹⁾处的天线布置的新的基本模式使得叶子1220因此降低了天线布置1200的第二较高阶模式的频率。

在这些实施例中，其中被添加到主要干线1210的叶子1220的主要维度相对于主要干线的辐射模式的波长的四分之一较小，叶子1220加长了主要干线，这进而有利地使得天线布置的适当模式的共振频率的值的减小。

当叶子位于与给定模式的开路(或热点)等效的点P处时，该叶子对于该模式是完全活动的(即，在Smith圆图上生成最大的附加旋转)，因此带来针对该模式最大的共振频率的偏移。

相反，当叶子位于与该模式的短路(或冷点)等效的点P处时，叶子是“透明的”(即，在Smith圆图上不生成附加的旋转)，因此不带来针对该模式的共振频率的偏移。

当叶子位于热点与冷点之间的点P处时，当叶子靠近热点移动时，叶子带来的频率偏移增加，并且当叶子靠近冷点移动时，叶子带来的频率偏移减小。

对于给定模式，连接叶子的点P的位置定义了其电气状态参数，该电气状态参数是用于控制叶子带来的频率偏移的幅度的关键参数。

主要干线1210的顶端是针对所有模式的热点，而其底端是针对所有模式的冷点。

在一些实例中，在知道天线布置的设计参数的情况下对共振频率的计算(直接问题的解决方案)和用于获得一组定义的共振频率对设计参数的计算(反问题的解决方案)也可以使用下面呈现的关系以分析方式执行。

可以使用上面的定义。而且，给出了共振频率f。主要干线1210的一些特性是固定的：几何形状为1D并且外形规格为直线。单极天线的维度(长度)可以变化。叶子1220是2D的。叶子的外形规格和维度可能会变化，并允许计算其在频率f处的等效长度(其中)和其在频率f处的输入电纳B_Leaf(f)(其中B_Leaf(f)∈[0,+∞[)。

从在主要干线1210上的叶子1220的位置的点P处看到的来自片段1211和叶子1220的输入导纳的组成的标准方程式开始，并根据电纳与导纳之间的关系(电纳是导纳的虚部)，可以写成：

将P中看见的导纳与片段1212复合，可以写成：

天线布置1200将在频率f_res处共振，使得天线的馈线点处的输入导纳具有无限虚部(或电纳)或其倒数为空。从方程式12开始，找到了叶子1220针对共振频率f_res在点P处的输入电纳的表达式：

值得注意的是，当k∈N时，项在热点处为空，并且叶子的输入电纳在该点P处的影响最大。相反，在冷点处，B_LeafP(f_res)的影响最小。因此，可以定义叶子在主要干线上的位置的效率因子(或相反地，定义透明系数)，该效率因子是叶子在点P处对组合输入电纳的影响的函数，如由方程式11所定义的。

为了解决直接问题，首先设置所有设计参数，并且天线布置1200的共振频率是解决方程式13的频率f_i。

对于所有频率f_i,i∈{1,2,...n}，反问题的解决方案从由天线的规范定义的频率列表开始。设计者或根据本发明提供的设计工具将调整天线的设计参数，以便定义多个共振模式，其所有频率均满足方程式13。

在具有直线主要干线和单个叶子的该实施例中，设计者可以调整以满足频率方面的规范的设计参数是：

-主要干线1210的长度l；

-叶子1220在主要干线上的位置

-叶子1220的几何形状、外形规格和维度及其相对于主要干线的定向，这些参数定义了在点P处的输入电纳函数B_Leaf(f)。

根据本发明，在位于作为叶子连接的1D直线单极天线(无论该天线元件是主要干线、次要干线还是分支)的天线元件上的点P处的输入电纳函数可以根据方程式13推导出。

因此，当已知叶子B_Leaf(f)的输入电纳函数及其位置P时，可以解决直接问题，即，可以确定天线布置的共振频率。反问题可能有多种解决方案(即，找到允许生成规范的共振频率的对(P，叶子))。作为反问题的解决方案的多个叶子具有在位于点P时满足方程式13的电纳。可以在天线元件的数据库中选择叶子。电纳函数可以被表示为取决于叶子的设计参数、几何形状G、外形规格F、特性维度D，以及相对于其连接的天线元件的定向O。因此，可以有：

B_Leaf(f)＝B(f,G_Leaf,F_Leaf,D_Leaf,O_Leaf) (方程式14)

根据本发明，可以根据不同的实施例获取和使用关于电纳函数的信息：

-对于G_Leaf,F_Leaf,D_Leaf,O_Leaf的不同值，可以根据实验测量每个频率处的电纳函数的值；然后将这些值存储在查找表(LUT)或具有对应叶子的描述符的数据库中；可以清除测量中的异常值；也可以使用普通技术人员已知的方法对这些值进行统计上的归一化；

-还可以使用电磁仿真或模型来计算电纳函数的值；然后可以将执行计算的算法本身存储在被开发以计算天线布置的共振频率(直接问题)或其设计参数(反问题)的程序中，或者可以将仿真结果本身存储在数据库或查找表中，与先前的实施例相同；

-在一些实施例中，在叶子的几何形状G、外形规格F和定向O简单的情况下，可以以简单的方式计算B_Leaf(f)，如上面关于图5a和图5b示出的；例如，当叶子是与直线1D主要干线垂直地定位的直线元件时(图5a和图5b)，方程式14变为：

在本发明的一些实施例中，可以组合以上不同的方法。例如，实验测量可以用于规范领域的一些部分(几何形状、外形规格、维度、定向)，而仿真或模型可以用于规范领域的其他部分。而且，实验测量可以用于校准仿真或模型。仿真或模型还可以用于在已经根据实验获得的值之间或之外插入或外推电纳函数的值。

人工智能算法还可以应用于以上定义的数据库/查找表/仿真/模型以解决反问题，即，找到满足包括多个频率的天线布置的规范的一组或多组设计参数。例如，可以使用各种神经网络以比纯蛮力探索迅速得多地探索解空间。

图13a示出了位于干线上的两个叶子；图13b和图13c、图13d和图13e、图13f和图13g分别示出了图13a的天线布置的配置以及使用Smith圆图对其输入导纳的计算。

图13a示出了具有第一叶子132的天线布置1300，该第一叶子132在点P处连接到主要干线1310上，点P定义了长度为的顶部片段1311和底部片段，该底部片段本身由点Q分为两段，长度为的片段1312和长度为的片段1313，在点Q处连接第二叶子1322。片段的长度满足

图13b和13c示出了迭代设计过程的起点，在该过程中，只有长度为的单极天线(参见图13b)，在Smith圆图上重现了针对该单极天线在基本模式的频率f₀ ⁽⁰⁾处的等效电气长度(参见图13c)。Smith圆图还允许计算天线布置的归一化的输入导纳

图13d和13e示出了在实施例中添加第一叶子1321对主要干线1310的基本模式的频率的影响。

在该实施例中，片段1311、1312、1313的长度(参见图13d)可以被定义为基本模式的波长的一部分。

叶子1320的参数(几何形状、外形规格、维度)的定义允许计算叶子的输入导纳Y_Leaf(f₀ ⁽⁰⁾)。叶子1321特别地具有足够小的尺寸，以使其等效长度低于而且：

在图13e的Smith圆图上，从圆图的左手侧的OC点开始，该OC点定义了导纳的圆图的原点，然后通过添加等效电气长度的天线片段来从远端为OC的一个片段开始顺时针移动。

执行的过程和结果类似于在上面的描述中说明的图12d所示的过程。

图13f和图13g示出了在实施例中添加第二叶子1322对主要干线1310的基本模式的频率的影响。

方程式10可以被一般化并且添加第二叶子1322和第三片段1313对复合的导纳的影响。

在确定总旋转Rot_Ant的Smith圆图上，可以读取天线布置的归一化的输入导纳

Rot_Ant满足下面的方程式15：

如上文关于方程式10所例示地计算Rot_Leaf1321和Rot_Leaf1322。

与只有一个叶子相比，具有两个叶子的天线的等效电气长度的增加更高。因此，基本模式的频率降低更高。对于基本模式，新的共振频率f₀ ⁽²⁾将使得可以有以下不等式：f₀ ⁽²⁾<f₀ ⁽¹⁾<f₀ ⁽⁰⁾。

相同的过程和结论适用于较高阶模式。

定义图13a的类型的天线布置的共振模式的频率组的直接问题也可以使用上面解释的天线元件在其连接点处的导纳/电纳的组合的相同规则以分析方式解决。

为此，用满足以下方程式16的方式定义的等效长度为的片段来代替片段1311(其在点P处与叶子1321并联电连接)：

当在点Q处添加第二叶子1322时，通过以下替换来使用方程式13：

-用替换

-用替换

-用叶子Q替换叶子。

然后，问题的解决方案必须满足上面的方程式16和下面的方程式17：

反问题的解决方案从由天线的规范定义的频率的列表开始，f_i,i∈{1,2,...n}。设计者将调整天线的设计参数，以便定义多个共振模式，这些共振模式的频率都满足方程式16和方程式17。

在具有直线主要干线和两个叶子的该实施例中，设计者可以调整以满足频率方面的规范的设计参数是：

-主要干线1310的长度

-叶子1321和1322在主要干线上的位置P和

-叶子1321、1322的几何形状、外形规格和维度及其相对于主要干线的定向，这些参数定义了在点P和点Q处的输入电纳函数B_Leaf(f)。

上面做出的关于B_Leaf(f)的说明同样适用于该实施例。

在具有主要干线和两个叶子的该实施例中，因此可以定义11个独立的设计参数，四个长度参数中的三个，由链接的四个长度参数和每个叶子的四个参数(几何形状、外形规格、维度和定向)：

-G_P,Q∈{1D,2D,3D}

-F_P,Q∈{wire,triangle,drop...}；

-

-O_P,Q∈[90°-α,90°+α]。

在上面已经说明过的图5a和图5b上示出了“线(wire)”几何形状/外形规格。在图5c和5d上示出了“液滴(drop)”几何形状/外形规格。“三角形(triangle)”几何形状是三角形的2D叶子。

特性维度D必须低于如已经指出的。

定向可以由叶子的特性轴与主要干线之间的角度定义。

如上面所讨论的，反问题的解决方案在于找到针对规范的所有频率都满足上面的方程式16和17的设计参数组。可能没有针对所有频率的精确解决方案。然后，可以将成本函数定义为针对规范的每个频率的每个实际电纳与每个目标电纳之间的差的平方和。可能会对差的平方进行加权，以有助于规范中的频率中的一个或多个。然后可以将成本函数表述为：

当然，在许多实施例中，加权可以被选择为全部等于一。

可以与神经网络算法组合使用各种算法(例如，梯度下降学习算法)来求解该成本函数。

根据本发明，可以将应用于上面描述的具有两个叶子的实施例中的直接问题的解决方案一般化到具有三个或更多个叶子的实施例。在应用上面描述的解决过程后找到的解决方案与最佳解决方案相差太多时，可以进行此操作。可以定义阈值以自动停止该过程，或者可以在设计者决定这样做时停止该过程，因为与添加新天线元件的成本(在非经常性支出和材料清单两者方面)相比匹配规范的增益较小。

作为根据本发明的天线的设计过程的一部分，使用电磁仿真工具可能是有益的，该电磁仿真工具使用组合矩量法的特性模式理论。参见例如：R.J.Garbacz和R.H.Turpin的“A generalized expansion for radiated and scattered fields”(IEEETrans.Antennas Propagation，vol.Ap-19，第3号，第348-358页，1971年5月)；R.F.Harrington和J.R.Mautz的“Theory of characteristic modes for conductingbodies”(IEEE Trans.Antennas Propagation，vol.AP-19，第5号，第622-628页，1971年9月)；R.F.Harrington和J.R.Mautz的“Computation of characteristic modes forconducting bodies”(IEEE Trans.Antennas Propagation，vol.AP-19，第5号，第629-639页，1971年9月)；R.F.Harrington和J.R.Mautz的“Characteristic modes for dielectricand magnetic bodies”(IEEE Trans.Antennas Propagation，vol.AP-20，第2号，第194-198页，1972年3月)。

这种工具可在COTS(商用现货)中获得，例如，实现矩量法(MoM)的FEKO^TM和CST^TM。这种工具允许根据其材料和几何形状的描述来设计电磁设备和天线。这种工具允许表示针对天线的共振模式中的每个共振模式的电流的分布，而不必实际发送或接收电磁波。可以使用品质因数(空)来评估共振模式中的每一个的选择性，从而允许针对定义的值处的匹配级别对带宽进行公平的预测。可以在设计方法的每个步骤处应用在这些工具中的一个中实现的过程，从而允许计算天线布置或其一些部分的不同共振频率的值以及每个元件的相关联的电气性能，以检查对规范的符合。可以在组合的天线布置的水平上执行计算。天线设计的普通技术人员一旦知道了本公开，便知道如何链接仿真的各个步骤以实现与规范匹配的完整设计。

因此，使用这种工具，可以构建具有根据本发明定义的特性参数的天线元件的库，然后计算每个元件的电纳，并在一些实例中以精确的方式或在已知的次优成本的情况下以近似的方式求解从上面的方程式16、17和18一般化的公式。

本发明也可以应用于偶极天线。偶极天线是两极天线，其中两极由差分生成器激励。偶极天线的两极各自以具有相同行为的固定状态操作。两极天线各自包括具有干线、一个或多个分支以及一个或多个叶子的结构。在本发明的一些实施例中，两个结构是对称的。

因此，在本说明书中公开的示例仅是对本发明的一些实施例的说明。这些示例不以任何方式限制由所附权利要求书限定的所述发明的范围。