具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。

为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。

在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

参考图3为本发明反激式变换器的控制电路第一实施例的电路框图以及图4为本发明反激式变换器的控制电路第一实施例的工作波形图，所述反激式变换器包括主开关管SW，变压器和辅助开关管Sa，辅助开关管Sa与过零绕组N_ZVS和电容C1串联形成一个回路，所述变压器绕组包括原副边绕组和辅助绕组N_AUX，反激式变换器的功率拓扑结构与图1中相同。

具体地，所述控制电路包括积分电路，所述积分电路获得所述变压器绕组的电压检测信号V_ASU，并将所述电压检测信号在主开关管导通期间进行伏秒积分获得第一积分信号S1，以及在主开关管关断期间进行伏秒积分获得第二积分信号S2；比较电路，接收所述第一积分信号S1和第二积分信号S2，并进行比较以获得比较信号V1；驱动控制电路，接收所述比较信号V1，根据所述比较信号控制所述辅助开关管Sa的开关动作，以此控制所述主开关管的导通时刻电压。这里，所述电压检测信号V_ASU可以是变压器原副边绕组或者辅助绕组上获得的电压信号。这里，优选地，控制所述主开关管的导通时刻电压接近于零。

优选地，当所述第二积分信号S2的大小到达第一积分信号S1大小时，所述比较信号从无效状态变为有效状态，所述驱动控制电路控制所述辅助开关管Sa导通。

具体地，参考图3，本发明实施例中控制电路还包括零电压检测电路，所述零电压检测电路检测所述主功率管是否在漏源电压为零的时刻导通，以根据检测结果ZVS控制所述辅助开关管的关断时刻。当所述检测结果表征所述主功率管在零电压时刻导通，则在下一开关周期中减小所述辅助开关管的导通时间，否则，则在下一开关周期中增加所述辅助开关管的导通时间，优选地，通过预定的调节步长来减小或者是增加所述辅助开关管的导通时间，这里，设定ZVS调节的步长尽量较小，最终如此ZVS会调节在临界过零导通状态，达到系统效率最优。

需要补充说明的是，如图3所示，控制电路还包括开关时间获取电路，其接收主功率管SW的开关控制信号G_SW，开关时间获取电路可以为计时电路或者其他逻辑电路构成的计时电路，以获得主功率管的导通时间Ton和关断时间Toff。控制电路还包括触发器电路，分别接收比较信号V1以及检测结果ZVS以据此产生开关信号Gsa来控制辅助开关管的开关状态。

下面参照图4波形图对为本发明反激式变换器的控制电路工作原理进行介绍：在t0时刻，开关控制信号Gsw为高电平，主功率管导通，电感励磁电流ILm开始上升，积分电路开始对辅助绕组的检测电压信号进行时间积分，至t1时刻，开关控制信号Gsw变为低电平，主功率管关断，积分电路积分至导通时间结束，积分结果被锁存，记为S1；在t1时刻之后，反激式变换器的副边续流，主功率管的漏源两端电压由开始的轻微震荡到趋于稳定，电感励磁电流ILm开始下降，积分电路重新开始对辅助绕组的检测电压信号进行时间积分，积分结果记为S2，比较电路比较积分S2和积分S1的大小，至t2时刻，当S2达到S1时，积分满足，比较信号V1变为高电平，此时，触发器根据比较信号V1控制辅助开关管Sa导通。零电压检测电路控制主功率管的关断时刻，例如，在t3时刻，零电压检测电路发出控制信号控制辅助开关管Sa关断，辅助开关管Sa导通后，变压器绕组产生一定大小的负向励磁电流，然后关断辅助开关管，负向励磁电流则将主开关管的寄生电容Coss上的电压放电到零，然后将所述主开关管导通，实现了主开关管零电压开通。这里，零电压检测电路根据上一周期的主功率管导通时刻电压调整关断时刻，以使主功率管的导通时刻电压接近于零电压。

由此，根据上述的电路控制，可以很好的实现反激式变压器的零电压导通，并且不会发生电感电流中断的情况，减小开关损耗，提高了系统效率。

更进一步地，考虑到伏秒积分的精度，如果积分信号S2到达S1的时间较长，则辅助开关管开通时刻会滞后，在临界工作模式下，仍然会发生电感电流短时间的断开，再开通辅助开关管的情况。本发明申请人进一步提出了增加一个积分偏置信号，以对积分计算的信号进行补偿，参考图5为依据本发明的第二实施例的电路图，与图3中不同的是，增加了偏置电路，偏置电路用以提供一积分偏置信号，这里，所述偏置电路接收所述第一积分信号S1，所述第一积分信号S1与所述积分偏置信号进行减法运算，以获得被减后的第一积分信号S1’，所述比较电路接收所述被减后的第一积分信号S1’和第二积分信号S2进行比较获得所述比较信号；或者是所述偏置电路接收所述第二积分信号S2，所述第二积分信号S2与所述积分偏置信号进行加法运算，以获得被加后的第二积分信号S2’，所述比较电路接收所述第一积分信号S1和被加后的第二积分信号S2’进行比较获得所述比较信号。所述积分偏置信号可以及时补偿第二积分信号S2到达满足条件的时间太长，引起辅助开关管开通时刻的延迟，通过对第二积分信号的补偿，可使得辅助开关管及时开通，可保辅助开关管实际开通时刻和理想的开通时刻相比，不会滞后，保证最优的BCM下的效率。

参考图6为依据本发明的第三实施例的电路框图，与图5实施例不同的是，本发明实施例增加了限频周期判定电路，所述限频周期判定电路判定所述主开关管的工作周期是否达到限频阈值，这里限频阈值指的是当前工作模式下的最大工作频率对应的阈值，并输出限频周期判定信号V_限，所述比较信号和所述限频周期判定信号进行与逻辑运算后获得逻辑运算信号，所述逻辑运算信号从无效状态变为有效状态时，所述驱动控制电路控制所述辅助开关管导通。在BCM(连续)工作模式下，限频周期时间在伏秒积满足之前已经满足，因此在伏秒积满足(如S2到达S1)后，即控制辅助开关管Sa导通即可。但是在DCM(断续)工作模式下，限频周期时间在伏秒积满足之后才会被满足，因此需要等待限频周期时间满足后再开通辅助开关管。

如图7所示，在DCM工作模式下，过零检测器检测所述电压检测信号是否过零，在所述逻辑运算信号为无效状态过程中，当所述过零检测器检测所述电压检测信号过零，则复位所述比较信号V1，并且从过零时刻起将主开关管的谐振周期延迟预定时间，这里预定时间优选为3/4谐振周期时间(但不限于此)，之后，当所述谐振周期延迟达到预定的时间且所述主开关管的工作周期达到限频阈值均被满足时，则导通所述辅助开关管。实现辅管在SW电压波形的波谷处开通,从而实现系统效率最优。

最后，本发明还公开了一种反激式变换器的控制方法，所述反激式变换器包括主开关管，变压器和辅助开关管，包括步骤：

获得所述变压器绕组的电压检测信号，并将所述电压检测信号在主开关管导通期间进行伏秒积分获得第一积分信号，以及在主开关管关断期间进行伏秒积分获得第二积分信号，

比较所述第一积分信号和第二积分信号的大小，并进行比较以获得比较信号；

接收所述比较信号，根据所述比较信号控制所述辅助开关管的开关动作，以此控制所述主开关管的导通时刻电压。

优选地，当所述第二积分信号的大小到达第一积分信号大小时，所述比较信号从无效状态变为有效状态时控制所述辅助开关管导通。

优选地，提供一积分偏置信号，

将所述第一积分信号与所述积分偏置信号进行减法运算，以获得被减后的第一积分信号，根据所述被减后的第一积分信号和第二积分信号进行比较获得所述比较信号；或者是

将所述第二积分信号与所述积分偏置信号进行加法运算，以获得被加后的第二积分信号，根据接收所述第一积分信号和被加后的第二积分信号进行比较获得所述比较信号。

优选地，检测所述主功率管是否在漏源电压为零的时刻导通，以根据所述检测结果控制所述辅助开关管的关断时刻。

优选地，判定所述主开关管的工作周期是否达到限频阈值，并输出限频周期判定信号，所述比较信号和所述限频周期判定信号进行与逻辑运算后获得逻辑运算信号，所述逻辑运算信号从无效状态变为有效状态时控制所述辅助开关管导通。

优选地，检测所述电压检测信号是否过零，在所述逻辑运算信号为无效状态过程中，当检测所述电压检测信号过零，则复位所述比较信号，并且从过零时刻起将主开关管的谐振周期延迟预定时间，当所述谐振周期延迟达到预定的时间且所述主开关管的工作周期达到限频阈值均被满足时，则导通所述辅助开关管。

以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。