具体实施方式

如图1所示，由2r/2s坐标变换模块41、PWM模块42、逆变器43、永磁同步电机44、旋转变压器45以及3s/2r坐标变换模块46构成EPS电机系统4，EPS电机系统4的输入是同步旋转坐标系下电压v_d,v_q，输出是转子位置角θ和同步旋转坐标系下电流i_d,i_q的合成电流I_s。其中，2r/2s坐标变换模块41、PWM模块42、逆变器43、永磁同步电机44和旋转变压器45依次串联。2r/2s坐标变换模块41的输入为同步旋转坐标系下电压v_d,v_q，电压v_d,v_q经坐标变换后得到静止坐标系下电压v_α,v_β，静止坐标系下电压v_α,v_β作为PWM模块42的输入，其输出为开关信号T_opt，开关信号T_opt作为逆变器43的输入，逆变器43输出驱动永磁同步电机44的三相电流i_a,i_b,i_c，永磁同步电机44输出转子转角转子转角经过旋转变压器45的检测后，其输出转子位置角θ。逆变器43输出的三相电流i_a,i_b,i_c输入到3s/2r坐标变换模块15中，经变换后，3s/2r坐标变换模块15输出为同步旋转坐标系下电流i_d,i_q，其合成电流为I_s，其表达式为：

如图2所示，由微分模块11、PID调节模块12和模糊算法调节模块13构成PID调控模块1，模糊PID调控模块1的输入为参考电流以及EPS电机系统4输出的合成电流I_s，输出为同步旋转坐标系下控制电压分量v_d1,v_q1。参考电流与合成电流I_s相比较后得到电流误差e，该电流误差e分别输入到微分模块11、PID调节模块12和模糊算法调节模块13中，电流误差e经过微分模块11微分后得到微分电流误差微分电流误差分别输入到PID调节模块12和模糊算法调节模块13中。模糊算法调节模块13的输入为电流误差e和微分电流误差输出为三个自适应PID调节参数Δk_p,Δk_i,Δk_d。模糊算法调节模块13由电流误差e及微分电流误差决定其输出策略，输入/输出变量的模糊子集采用7个变量值：负大(NB)、负中(NM)、负小(NS)、零(ZO)、正小(PS)、正中(PM)、正大(PB)表示，根据实际控制效果，选择的电流误差e及其微分电流误差的论域分别为[-10，10]、[-5，5]；Δk_p,Δk_i,Δk_d的论域分别为[-1，1]、[-0.3，0.3]、[-0.05，0.05]。Δk_p,Δk_i,Δk_d控制规则调整表如下表所示：

Δk_p,Δk_i,Δk_d的控制规则调整表

三个自适应PID调节参数Δk_p,Δk_i,Δk_d输入到PID调节模块12中，PID调节模块12的输入为电流误差e、微分电流误差以及自适应PID调节参数Δk_p,Δk_i,Δk_d，输出为同步旋转坐标系下控制电压分量v_d1,v_q1。PID调节模块12结合自适应PID调节参数Δk_p,Δk_i,Δk_d，输出同步旋转坐标系下控制电压分量v_d1,v_q1，其表达式为：

式中，e_d、e_q、分别是同步旋转坐标系下的电流误差分量以及微分电流误差分量。

如图3所示，由优化转矩计算模块21、非线性误差反馈控制模块22、扩展状态观测器23、增益补偿模块24和电压变换模块25构成转矩抗扰动模块2。优化转矩计算模块21、非线性误差反馈控制模块22、增益补偿模块24和电压变换模块25依次串联。转矩抗扰动模块2的输入是EPS电机系统4输出的合成电流I_s和电机转子位置角θ，输出是同步旋转坐标系下电压分量v_d2，v_q2。

合成电流I_s和电机转子位置角θ输入到优化转矩计算模块21中，经经过优化转矩计算模块21的转矩分配，输出同步旋转坐标系下电机转矩分量T₁，T₂，其表达式为：

式中，T₁、T₂分别为同步旋转坐标系下电机转矩分量，i_d、i_q分别为同步旋转坐标系下电机电流分量，L_d、L_q分别为同步旋转坐标系下电机电感分量，为永磁电机永磁体磁链，p_n为永磁电机极对数。

扩展状态观测器23以合成电压v_s2作为输入，输出三路反馈信号Z₀,Z₁,Z₂，其中两路反馈信号Z₁,Z₂分别一一对应地与同步旋转坐标系下电机转矩分量T₁，T₂相比较，即Z₁与T₁相比较，Z₂与T₂相比较，分别得到转矩误差e₁,e₂。另外一路反馈信号Z₀与非线性误差反馈控制模块22输出的反馈电压v₀相比较，得到转矩误差e₀。扩展状态观测器23的表达式为：

式中，fal(x,α,h)为非线性函数，x为非线性函数自变量，α为非线性参数；β₁,β₂,β₃为观测器参数，其值分别设定为0.3,0.56,0.62；h为调节系数，其值设定为0.05；e₂₃、f_e、f_e1均为函数中间变量。

转矩误差e₁,e₂作为输入到非线性误差反馈控制模块22中，非线性误差反馈控制模块22以转矩误差e₁,e₂作为输入，其输出为反馈电压v₀，表达式为：

v₀＝-fhan(e₁,e₂,r,h) (6)

式中，fhan(e₁,e₂,r,h)为非线性误差函数，a₀、a₁、a₂为函数中间变量，r为电压误差因子，其值设定为2.5。

反馈信号Z₀与非线性误差反馈控制模块22输出的反馈电压v₀相比较得到转矩误差e₀，转矩误差e₀输入到增益补偿模块24中，增益补偿模块24以转矩误差e₀作为输入，输出为合成电压v_s2，其表达式为：

式中，b₀，b₁为增益系数，其值设定为5,2.5。

该合成电压v_s2分别输入到电压变换模块25和扩展状态观测器23中。电压变换模块25以合成电压v_s2作为输入，输出为同步旋转坐标系下电压分量v_d2、v_q2，即转矩抗扰动模块2的输出值。

如图4所示，由微分模块31、改进微分算法模块32、自适应学习算法模块33模糊神经网络模块34和电压变换模块35构成位置调节模块3，位置调节模块3的输入为参考角度θ^*以及EPS电机系统4输出的电机转子位置角θ，输出为同步旋转坐标系下电压分量v_d3,v_q3。

参考角度θ^*与电机转子位置角θ相比较得到角度误差e_θ，角度误差e_θ经过微分模块31微分后得到微分角度误差角度误差e_θ分别输入到改进微分算法模块32、自适应学习算法模块33和模糊神经网络模块34中，微分角度误差分别输入到自适应学习算法模块33和模糊神经网络模块34中。改进微分算法模块32以角度误差e_θ为输入，输出为为样本参数{η_w1,η_w2,η_m1,η_m2}。自适应学习算法模块33以角度误差e_θ以及微分角度误差作为输入，同时将样本参数{η_w1,η_w2,η_m1,η_m2}作为该模块的学习样本集，其输出为网络参数{σ_k1,σ_k2,σ_j1,σ_j2}；模糊神经网络模块34以角度误差e_θ以及微分角度误差作为输入，以网络参数{σ_k1,σ_k2,σ_j1,σ_j2}作为该模块的参数样本训练集，输出为合成电压v_s3，其数学模型表达式为：

式中，σ_ki,σ_ji＝σ_k1,σ_k2,σ_j1,σ_j2,i＝1,2，a_n、t_n分别为小波函数的伸缩系数和平移系数，其值为

合成电压v_s3输入到电压变换模块35中，电压变换模块35以合成电压v_s3为输入，输出同步旋转坐标系下电压分量v_d3、v_q3，也就是位置调节模块3的输出。

如图5所示，由电流给定模块5、角度给定模块6、模糊PID调控模块1、转矩抗扰动模块2、位置调节模块3共同构造成电动汽车EPS用永磁电机复合控制器，对包含有永磁同步电机44的EPS电机系统4实现控制。电流给定模块5输出参考电流至模糊PID调控模块1，角度给定模块6输出参考角度θ^*至位置调节模块3中。模糊PID调控模块1的输入为参考电流以及EPS电机系统4输出的合成电流I_s，其输出为同步旋转坐标系下控制电压分量v_d1,v_q1；转矩抗扰动模块2的输入为EPS电机系统4输出的合成电流I_s和电机转子位置角θ，其输出为同步旋转坐标系下电压分量v_d2，v_q2；位置调节模块3的输入为参考角度θ^*以及EPS电机系统4输出的电机转子位置角θ，输出为同步旋转坐标系下电压分量v_d3,v_q3。模糊PID调控模块1、转矩抗扰动模块2和位置调节模块3三者的输出端并联，将同步旋转坐标系下控制电压分量v_d1,v_q1、量v_d2,v_q2、v_d3,v_q3对应求和，得到同步旋转坐标系下合成电压v_d,v_q，其表达式为：

同步旋转坐标系下合成电压v_d,v_q作为EPS电机系统4的输入，其输出为合成电流I_s和电机转子位置角θ。

本发明所构造的电动汽车EPS用永磁电机复合控制器工作时，模糊PID调控模块1中的模糊算法调节模块13利用模糊算法对电流误差e及其微分进行模糊调节，输出的PID参数Δk_p,Δk_i,Δk_d使得PID调节模块12能够快速稳定误差，提高控制速度与精度。转矩扰动模块2中的扩展状态观测器23以电压合成电压v_s2为输入，使用非线性函数进行调控，输出的反馈信号Z₁,Z₂与转矩分量T₁，T₂进行比较，并将所得误差输入至非线性误差反馈控制模块22中，从而输出稳定控制电压，减小了转矩波动，提高了控制精度。在位置调节模块3中，模糊神经网络模块34运用小波函数对角度误差e以及微分角度误差进行调控，并且使用由自适应学习算法输出的网络参数σ_k1,σ_k2,σ_j1,σ_j2进行控制反馈，提高了误差收敛速度，实现了对电动汽车助力转向系统的高性能鲁棒控制。