具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明，若本发明实施例中有涉及方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后......)，则该方向性指示仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。

另外，若本发明实施例中有设计“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特种可以明示或者隐含地包括至少一个该特种。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不再本发明要求的保护范围之内。

为解决开关管的导通或关断过程中di/dt阶段(电流变化阶段)、dv/dt电压阶段(电压变化阶段)的门极电流较低而导致的开关损耗过大的问题，本发明提供了一种功率管的门极驱动电路，从而解决了开关管的导通或关断过程中损耗产生阶段的门极电流较低所导致的损耗过大的技术问题。

开关管的导通或关断过程中，共有延时阶段、di/dt变化阶段(电流变化阶段)、dv/dt变化阶段(电压变化阶段)和稳定阶段四个阶段，开关损耗产生在电流变化阶段和电压变化阶段。门极电流越大，门极电压变化速度越快，门极电压变化速度越快，意味着开关管导通或关断速度越快，则在导通或关断过程中的电流变化阶段和电压变化阶段时间越短，损耗越低。

参考图1，在本发明提出一种功率管的门极驱动电路，应用于功率管，功率管的门极驱动电路包括：驱动芯片00、调控模块10，调控模块10的第一端与所述驱动芯片00的输出端连接，调控模块10的第二端与功率管的门极连接。

其中，驱动芯片00用于输出驱动信号，调控模块10用于控制门极电流维持在电流峰值。在驱动功率管开关的过程中，驱动芯片00输出驱动信号驱动功率管导通或关断，调控模块10延缓门极电流上升到最大值和从最大值下降的速度，以延长功率管在导通或关断阶段的门极电流在电流峰值的持续时间，从而维持门极电流再电流峰值。门极电流越大，门极电压变化速度越快，门极电压变化速度越快，意味着功率管导通或关断速度越快，则在导通或关断过程中的电流变化阶段和电压变化阶段时间越短，损耗越低。

本发明通过设置驱动芯片00、调控模块10等组成了功率管的门极驱动电路，驱动芯片00用于输出驱动信号以驱动功率管的导通或关断，调控模块10用于控制门极电流维持在电流峰值。以此来延缓了门极电流上升到最大值和从最大值下降的速度，增大了门极电流，加快了功率管的导通或关断过程，减小了功率管的开关损耗，从而解决了功率管导通或关断过程中开关损耗过大的技术问题。

参考图2，在本发明一实施例中，将以IGBT/MOSFET为例进行说明，两种开关器件的驱动过程一致。

参考图3，示例性技术的IGBT/MOSFET门极驱动方案通过调整门极电阻或者电容控制来实现开关速度的控制。

IGBT/MOSFET作为电压控制型半导体器件，有着类似的开关暂态过程，两者的驱动方式也基本相同。IGBT/MOSFET的开关过程可以分成几个阶段。开通过程分为开通延时阶段、di/dt上升阶段(电流上升阶段)、dv/dt下降阶段(电压下降阶段)和稳定导通阶段。关断过程分为关断延时阶段、dv/dt上升阶段(电压上升阶段)、di/dt下降阶段(电流下降阶段)和稳定关断阶段。在开关的过程中，开关损耗产生于di/dt(电流变化)阶段与dv/dt(电压变化)，门极电流越大，门极电压变化速度越快，门极电压变化速度越快，意味着开关管导通或关断速度越快，则在导通或关断过程中的电流变化阶段和电压变化阶段时间越短，损耗越低。为了降低开关损耗，需要使门极电流在这两个阶段维持较大值。示例性技术中，在IGBT/MOSFET的开关延时阶段刚开始时，驱动电压和门极电压压差最大，门极电流最大，在di/dt(电流变化)阶段与dv/dt(电压变化)，门极电流下降到一个较小值，使开关损耗增加。

参考图2，在本发明一实施例中，调控模块10调整门极电流的波形，调控模块10包括阻尼单元11和稳流单元13，阻尼单元11的第一端与驱动芯片00连接，阻尼单元11的第二端与稳流单元13的第一端连接，稳流单元13的第二端与功率管的门极连接。

其中，阻尼单元11用于调整门极电流振荡，稳流单元13用于调整门极电流波形的稳流单元。由于功率管的门极与射极或者门极与源极之间是容性结构的，而门极回路的寄生电感是不可避免的，在此情况下，门极回路会形成LC振荡电路，在功率管导通或关断过程中会产生很强的振荡。因此，本申请通过设置阻尼单元11，能够在功率管导通或关断过程中，抑制门极电压振荡，提高开关的可靠性。其次，通过稳流单元13，能够在功率管导通或关断过程中，抑制电流的变化率，维持门极电流保持在一个较高值，降低功率管在导通或关断过程中的损耗。通过阻尼单元11、稳流单元13，可以在减少功率管的门极电压振荡，门极电流在经过稳流单元13后会被降低其变化率，使其在功率管导通和关断的过程中保持较大值，以降低功率管的开关损耗。

参考图2，在本发明一实施例中，阻尼单元包括一个或者多个串联的电阻。

其中，本发明通过设置第一电阻R1组成阻尼单元。第一电阻R1的第一端与驱动芯片00的输出端连接。通过设置第一电阻R1，可以实现消除门极驱动回路寄生电感和门极电容之间形成的LC振荡。除此以外，R1还可以保护功率管，转移功率损耗，由于电阻R1的存在，驱动电压会大部分降落在电阻R1上，从而有效避免因驱动电压降落在MOS管上，导致其功率损耗过大进而遭到损坏的可能。

参考图2，在本发明一实施例中，调整门极电流波形的稳流单元包括电感。

其中，本发明通过设置第一电感L1组成稳流单元，第一电感L1的第一端与第一电阻R1的第二端连接，第一电感L1的第二端与功率管的门极连接。当直流电流经过电感时，电感会产生感应磁场，直流电电流的变化会使感应磁场的磁通量变化，磁通量的变化使电感内部产生感生电压，电压方向与电流方向相反，内部感生电压会产生感生电流，感生电流与直流电流的方向相反，这样就是可以抑制直流电流的变化，直到电流不再变化，直流电流变化越快，电感抑制效果更强。本申请中，通过第一电感L1，当门极电流开始增大时，根据电感的性质，会产生于门极电流反向的电流抑制门极电流的变化，在门极电流增大时抑制门极电流的增大速度，在门极电流减小时减缓门极电流的减小的速度，这样可以抑制门极电流在IGBT/MOSFET的开关过程中的di/dt(电流变化)阶段与dv/dt(电压变化)阶段的变化，减缓门极电流下降速度和下降过程，保持门极电流在一个较大值状态，缩小开关损耗。

参考图2，在本发明一实施例中，调控模块10还包括扩流单元12，扩流单元12的第一端与驱动芯片的输出端连接，第二端与稳流单元13的第一端连接。扩流单元12包括第一电容C1，第一电容C1的第一端与第一电阻R1的第一端连接，第一电容C1的第二端与第一电阻R1的第二端连接。

其中，扩流单元12用于调整门极电流的最大电流值，第一电容C1与第一电阻R1并联，电容C1作为储能元件，可以有效地提高了门极电流的幅值，增大门极电流的最大值，门极电流的最大值和电容C1成正比关系，电容C1的电容值越大，门极电流的最大值越大。同时，因为第一电阻R1的值越小，门极电流的越大，开关速度越快，损耗越低，但是第一电阻R1的阻值较小会导致门极电压振荡，降低了开关可靠性，在本发明实施例中，可以通过增大第一电容C1的值增大门极电流的最大值，此时，可以相对增大第一电阻R1的电阻值，提高了开关可靠性，致使门极电流的较大的同时保证开关可靠性。

参考图2，在本发明一实施例中，功率管的门极驱动电路还包括电源模块和推挽模块20，推挽模块20的第一端与驱动芯片00的输出端连接，推挽模块20的第二端与调控模块10的第一端连接，推挽模块20的第三端与电源模块相连接。

其中，推挽模块20用于对驱动芯片发出的驱动信号进行放大。通过推挽模块20，能够放大驱动信号的电压值，从而加快功率管的导通或关断速度，降低开关损耗。

参考图2，在本发明一实施例中，推挽模块20包括第一开关管Q1、第二开关管Q2，所述第一开关管Q1的第一端与所述电源模块的第一端连接，所述第二开关管Q2的第一端与所述电源模块的第二端连接，所述第一开关管Q1的第二端、所述第二开关管Q2的第二端分别与所述驱动芯片00的输出端连接，所述第一开关管Q1的第三端、所述第二开关管Q2的第三端分别与所述调控模块10的第一端连接。电源模块的第一端为驱动电压VCC，电源模块的第二端为关断电压VEE。

其中，驱动芯片00输出的驱动信号为PWM，当PWM信号为高电平时候，因为Q1的第二端接收到高电平，并且Q1为NPN三极管，根据NPN三极管导通性质，当U(B)大于U(E)时，NPN三极管导通，故Q1满足导通条件，Q1的第一端与第三端导通。同时，因为Q2为PNP三极管，并且Q2的第二端接收到高电平，根据PNP导通形式，当U(B)小于于U(E)时，PNP三极管导通，由于Q2的第一端与关断电压VEE接入，Q2的第二端接受到高电平，所以不满足导通调节，Q2关闭。综上，当PWM为高电平时，驱动电压VCC与第一电阻R1之间的通路导通。

同理，当PWM为低电平时，Q1关断，Q2导通，关断电压VEE与第一电阻R1之间的通路导通。

可选地，Q1为NPN三极管，Q2为PNP三极管，除此以外，Q1、Q2开关管可以为其他电子开关或者是MOS管、IGBT管等，在实际运用中，可以根据实际需求选择合适的开关管，此处不作限定。

以下结合上述模块内容和图3与图4对本发明工作原理进行说明：

参考图3，在示例性技术的一实施例中，以MOS管的开通过程为例进行说明，Q3为NPN三极管，Q4为PNP三极管，Q3的第一端与驱动电压VCC连接，Q3的第三端、Q4的第三端分别与第二电阻R2的第一端连接，Q3的第二端、Q4的第二端分别与PWM输出端连接，第二电阻R2的第二端、第二电容C2的第一端分别与IGBT/MOSFET的门极连接，第二电容C2的第二端与IGBT/MOSFET的源极连接。

参考图4，在本发明一实施例中，以MOS管的开通过程为例进行说明，图4为示例性技术的驱动电路和本发明提出的驱动电路在MOS管开通过程中各参数波形对比图。其中，Vg代表驱动电压、Ig代表门极电流、Vgs代表门极电压、Id代表漏极电流、Vds代表漏源电压，Loss为开通过程中的损耗，Vth为开通阈值电压，VCC为驱动电压，VEE为关断电压，t0～t1是示例性技术驱动电路在MOS管的开通过程中的开通延时阶段，t1～t2是示例性技术驱动电路在MOS管的开通过程中的电流上升阶段，t2～t3是示例性技术驱动电路在MOS管的开通过程中的电压下降阶段，t2～t3’是本发明中驱动电路在MOS管的开通过程中的电压下降阶段，t3～t4是示例性技术驱动电路在MOS管的开通过程中的稳定导通阶段。其中，通过调整本发明一实施例中的R1、C1、L1，使本发明中的门极电流最大值与示例性技术中的门极电流最大值一致，以统一变量便于对比。

示例性技术的开通延时阶段：

在开通延时阶段，PWM输出高电平，R2的第一端接收到驱动电压VCC，MOS管的门极电压Vgs接收到驱动电压VCC后，Vgs逐渐增加到阈值电压状态，MOS管开始导通，漏极电流Id开始增加。在示例性技术中，Ig在开通延时阶段达到最大值，并且开始逐步下降。

本发明中的开通延时阶段：

在开通延时阶段，PWM输出高电平，R1的第一端接收到驱动电压VCC，MOS管的门极电压Vgs接收到驱动电压VCC后，Vgs逐渐增加到阈值电压状态，MOS管开始导通，漏极电流Id开始增加。在本发明技术中，门极电流Ig因为L1的抑流性质，由于第一电感L1和第一电容C1形成谐振电路，门极电流Ig并未能到最大值，并且开始缓慢上升。与示例性技术相比，本发明通过第一电阻R1、第一电容C1、第一电感L1控制门极电流波形，使门极电流Ig的最大值没有发生在t0，由于第一电感L1和第一电容C1形成谐振电路，门极电流开始缓慢增加。

示例性技术的电流上升阶段：

在电流上升阶段，门极电流Ig逐渐降低，同时，漏极电流Id从零上升到最大值，当漏极电流Id到最大值时，根据MOS的导通性质，漏极电流达到最大时候，续流二极管反偏，漏源电压Vds开始准备加速下降，门极电压Vgs保持不变并且形成米勒平台，损耗开始产生。

本发明中的电流上升阶段：

在电流上升阶段，门极电流Ig逐渐降低，同时，漏极电流Id从零上升到最大值，当漏极电流Id到最大值时，根据MOS的导通性质，漏极电流达到最大时候，续流二极管反偏，漏源电压Vds开始准备加速下降，门极电压Vgs保持不变并且形成米勒平台，损耗开始产生。与示例性技术进行比较，通过调整电阻R1、第一电容C1、第一电感L1，MOS管加速导通，漏极电流上升速度更快，可以比示例性技术更快的达到最大值，与之相对的，门极电压Vgs更快的上升并且在漏极电流最大值时形成米勒平台，由于门极电流Ig受到第一电容C1与第一电感L1所形成的谐振电路影响，在电流上升阶段中维持在了较大值。在损耗产生时，本发明中的门极电流Id维持在了较大值，并且电流上升阶段的时间较短，故损耗产生与传统技术的相比有所降低。

示例性技术的电压下降阶段：

在电压下降阶段，门极电流Ig在保持下降状态，门极电压Vgs保持米勒平台，电压值不变化，漏极电流下降到稳定值并且保持不变，漏源电压Vds开始加速下降，损耗Loss在t2～t3的过程中产生损耗并且逐渐降低。

示例性技术的电压下降阶段：

在电压下降阶段，门极电流Ig上升到最大值并且维持一段时间后缓慢下降，门极电压Vgs保持米勒平台，电压值不变化，漏极电流下降到稳定值并且保持不变，漏源电压Vds开始加速下降，MOS管开通速度加快，损耗Loss在t2～t3’的过程中产生损耗并且逐渐降低。与示例性技术相比，由于第一电容C1与第一电感L1形成了谐振电路，所以门极电流Ig逐步到了最大值并且开始缓慢下降。漏源电压下降速度加快，t2～t3’为本发明中的电压下降阶段，时间相比传统技术的t2～t3阶段更短。损耗方面，由于本发明中门极电流Ig保持在较大值并且电压下降阶段时间更短，损耗比传统技术更小，并且损耗产生的时间更短。

示例性技术的稳定导通阶段：

门极电压Vgs上升到VCC并且保持不变，漏源电压Vds保持不变，漏极电流Id保持不变，MOS管稳定导通。

示例性技术的稳定导通阶段：

门极电压Vgs上升到VCC并且保持不变，漏源电压Vds保持不变，漏极电流Id保持不变，MOS管稳定导通。

同理，关断过程与导通过程的驱动原理相同，使门极电流在关断过程中的电流变化与电压变化阶段维持在较大值以降低功耗，实现过程和技术原理已经在上述内容展现，此处不再赘述。

综上，与示例性技术的驱动电路相比，本发明中的驱动电路通过第一电阻R1、第一电容C1、第一电感L1调整控制门极电流波形，使门极电流维持在一个较大值，并且加速电流上升阶段与电压下降阶段的过程，使损耗产生的时间更短。实现了在损耗产生阶段维持较大的门极电流，从而解决了IGBT/MOSFET开关过程中开关损耗过大的技术问题，提高了开关效率。

本发明还提出一种电机控制器，该电机控制器包括功率管的门极驱动电路，该功率管的门极驱动电路的具体电路参照上述实施例。

值得注意的是，因为本发明电机控制器包含了上述功率管的门极驱动电路的全部实施例，因此本发明电机控制器具有上述功率管的门极驱动电路的所有有益效果，此处不再赘述。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是在本发明的发明构思下，利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接/间接运用在其他相关的技术领域均包括在本发明的专利保护范围内。