具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

具体实施方式一：下面结合图1说明本实施方式，本实施方式所述一种基于三电平整流器的大功率充电装置拓扑结构，包括前级三电平整流器和后级DC-DC变换器；

前级三电平整流器包括电感La、电感Lb、电感Lc、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、二极管D7、二极管D8、二极管D9、二极管D10、二极管D11、二极管D12、开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、电容C1和电容C2；

后级DC-DC变换器包括电感L1、电感L2、电感L3、关管S7、二极管D13、二极管D14、二极管D15、二极管D16、二极管D17、二极管D18、电容C3、电容C4、电容C5、电容C6、电容C7、电容C8和开关管S7；

电感La的一端连接a相网侧电源，另一端连接二极管D1的阳极，

二极管D1的阴极连接开关管S1的漏极，开关管S1的源极连接开关管S2的漏极，开关管S2的源极连接二极管D6的阳极，二极管D6的阴极连接二极管D1的阳极；

二极管D1的阴极还连接二极管D9的阳极，二极管D9的阴极连接二极管D8的阴极，二极管D8的阳极连接二极管D2的阴极；

电感Lb的一端连接b相网侧电源，另一端连接二极管D2的阳极，二极管D2的阴极连接开关管S3的漏极，开关管S3的源极连接开关管S4的漏极，开关管S4的源极连接二极管D5的阳极，二极管D5的阴极连接二极管D2的阳极；

电感Lc的一端连接c相网侧电源，另一端连接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极连接开关管S5的漏极，开关管S5的源极连接开关管S6的漏极，开关管S6的源极连接二极管D4的阳极，二极管D4的阴极连接二极管D3的阳极；

二极管D3的阴极还连接二极管D7的阳极，二极管D7的阴极同时连接二极管D8的阴极和电容C1的一端，电容C1的另一端连接电容C2的一端，电容C2的另一端连接二极管D12的阳极，二极管D12的阴极连接开关管S6的源极和二极管D4的阳极；

电容C2的另一端连接二极管D11的阳极，二极管D11的阴极同时连接开关管S4的源极和二极管D5的阳极；

电容C2的另一端还连接二极管D10的阳极，二极管D10的阴极同时连接开关管S2的源极和二极管D6的阳极；

电容C1的另一端依次连接开关管S1的源极、开关管S3的源极、开关管S5的源极和三相电源的中性点；

电感L1的一端连接二极管D7的阴极，电感L1的另一端连接二极管D13的阳极，二极管D13的阴极连接电容C3的一端，电容C3的另一端连接电容C2的另一端；

二极管D13的阴极连接电感L2的一端，电感L2的另一端连接开关管S7的漏极，开关管S7的源极连接电容C3的另一端；

开关管S7的漏极连接二极管D14的阴极，二极管D14的阳极连接二极管D13的阳极；

开关管S7的漏极还连接二极管D15的阳极，二极管D15的阴极连接二极管D16的阳极，二极管D16的阴极连接电容C4的一端，电容C4的另一端连接二极管D15的阳极；

二极管D16的阴极连接二极管D17的阳极，二极管D17的阴极连接电感L3的一端，电感L3的另一端连接电容C5的一端，电容C5的另一端连接二极管D17阳极；

电感L3的另一端还连接二极管D18的阳极，二极管D18的阴极连接电容C8的一端，电容C8的另一端连接电容C7的一端，电容C7的另一端连接电容C6的一端和电容C2的另一端，电容C6的另一端连接二极管D17的阴极；

二极管D16的阳极还连接电容C8的另一端。

本实施方式中，前级AC-DC整流部分采用电压电流双闭环控制方法，且正负电压环独立控制。在一个开关周期内，根据三相输入电压的正负选择所需要的电压误差信号，当输入电压为正时，选择电容C1的电压误差信号作为电压环的控制信号，当输入电压为负值时，选择电容C2的误差信号作为电压环的控制信号，两种情况下的电压环输出信号都是电流内环的输入信号，后级DC-DC部分采用前馈加电压电流双闭环控制系统，添加前馈控制后可以后抵消输入电压波动对电感电流的影响，可以增强整个系统的鲁棒性。

前级三电平AC-DC整流部分输出一个稳定的直流母线电压，后级DC-DC部分要求根据输出负载的功率要求对整流部分输出的直流电进行升压变换，以负载输出侧功率为目标进行快速响应，提升整流侧输出的直流电压等级。

本发明的拓扑结构前级为AC-DC结构，采用三电平升压整流电路，利用正负电压环独立控制的方法，具有可靠性高，无电流倒灌的优点。后级的DC-DC变换器具较高的电压增益，较低的电压应力，快速的响应速度，可以根据负载的功率需求通过控制DC-DC变换器部分的开关管进行功率追踪，以达到满足电动汽车大功率充电等级的要求。同时，存在电流谐波小、末端输出电压等级高等优势。本发明前级采用三相三电平升压整流结构，后端直流变换器采用具有高电压增益的直流变换器，进一步提升系统的输出电压等级，并通过调节占空比对负载进行功率追踪。此外，直流变换器中器件的电压应力较低，方便于实际应用中器件选型。本发明适用于电动汽车大功率充电装置使用。

进一步地，还包括控制电路，所述控制电路包括开关管驱动电路、DSP控制系统、电压传感器和电流传感器；

电压传感器用于采集前级AC-DC结构的三相输入电压、输出侧电容C1的电压和电容C2的电压以及后级DC/DC变换器结构的输出电压，并将采集的电压信号发送至DSP系统；

电流传感器用于采集前级AC-DC结构的三相输入电流和电感L1的电流；并将采集的电流信号发送至DSP系统；

DSP控制系统根据接收的电压信号和电流信号采用PI算法，获取前级三电平整流器中开关管的控制信号和后级DC-DC变换器中开关管的控制信号，并将前级三电平整流器中开关管的控制信号和后级DC-DC变换器中开关管的控制信号发送至开关管驱动电路，所述开关管驱动电路根据接收的控制信号分别驱动开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6和开关管S7导通或关闭。

进一步地，本实施方式中，获取前级三电平整流器中开关管的控制信号的具体方法为：

步骤A1、将前级AC-DC结构输出侧电容C1的电压和电容C2的电压与参考电压进行比较；获取电容C1误差电压信号和电容C2误差电压信号；

步骤A2、判断三相输入电压的正负，若输入电压正，执行步骤A3，若输入电压负，执行步骤A4，

步骤A3、采用电压环，利用PI控制算法对电容C1误差电压信号进行计算，获得电流环内环输入值，执行步骤A5；

步骤A4、采用电压环，对电容C2误差电压信号进行PI控制，获得电流环内环输入值；执行步骤A5；

步骤A5、将电流环内环输入值与三相输入电压的相位相乘，获得电流参考值；

步骤A6、将输入电流与电流参考值比较，获得电流误差信号；

步骤A7、采用电流环，对电流误差信号进行PI控制，获得前级AC-DC结构中开关管的控制信号。

本实施方式中，前级的三电平整流器为三相升压三电平整流器，其直流侧电容中点与输入电压中线N相连接，所以每相都可以等效为单相三电平电路。因为前级AC-DC结构的三相对称性，当一相输入电压为正时，控制同一桥臂的上开关管的占空比来控制输入电流，进而控制直流输出侧上侧电容的电压，此时的工作模态与下侧的电容电压无关。所以选择上侧电容的电压作为电压环参考信号进而得到电流环的参考信号。类似的，当一相输入电压为负时，控制同一桥臂的下开关管的占空比来控制输入电流，进而控制直流输出侧下侧电容的电压，此时的工作模态与上电容电压无关。所以选择下侧电容的电压作为电压环参考信号进而得到电流环的参考信号。此种控制策略实现了输出侧上下电容电压的独立控制，不需要电压解耦，大大的简化了控制环路的复杂程度，而且不需要对输出侧的上下电容进行电压平衡控制方法设计就能实现电压平衡，可靠性和简易性得到了保证。

进一步地，本实施方式中，获取后级DC-DC变换器中开关管的控制信号的具体方法为：

步骤B1、将后级DC-DC变换器输出电压与目标参考电压进行比较，获取误差信号；

步骤B2、采用PI控制器对误差信号进行电压环控制，获取期望电感电流；

步骤B3、将获取的期望电感电流与电感电流I_L1的电流进行比较，获取电流误差信号；

步骤B4、将误差电流信号输入电流环PI控制器，获取每个开关管占空比值；

步骤B5、根据每个开关管的占空比的值调整PWM波一个周期中开关管的导通和关断的时间；获得对后级DC-DC变换器的控制信号。

具体实施例：

前级AC-DC部分控制框图如图3所示，下面结合图3对具体控制过程进行说明：

A,采集整流输出侧电容C1,C2的电压，输入侧三相电压和电流；

B，将采样的两个电容电压与给定的参考电压进行比较，分别得到电容C1和电容C2的两个电压误差信号；

C，判断输入电压的正负；

D，若为输入电压为正，则选择电容C1的电压误差信号作为电压环的控制信号，经过电压环PI控制，输出后作为电流环内环的输入值；

E，若输入电压为负，则选择电容C2的电压误差信号作为电压环的控制信号，经过电压环PI控制，输出后作为电流环内环的输入值；

F，电流内环的输入值与输入电压的相位相乘可以得到电流的参考值；

G，将采样的网侧电流与电流的参考值比较后可以得到电流的误差信号；

H，电流误差信号经过电流PI控制器后输控制信号，控制开关管。

本实施方式采用的前级AC-DC结构包括由两个电容C1、C2的中点与依次连接开关管S1和开关管S2之间的中点、开关管S3和开关管S4之间的中点、开关管S5和开关管S6之间的中点和三相电源的中性点中线N，三相是完全独立的(开关管S1和开关管S2为一相、开关管S3和开关管S4为一相、开关管S5和开关管S6为一相)，可以做到自动解耦，进而可以对每一相单独控制，下面以一相为例结合图4说明前级AC-DC整流部分的工作原理；

当该相的输入电压为正时，若上开关管S1导通，则输入电压全部加在电感上，无论下管S2是否导通都执行此工作模式，忽略各个器件的寄生参数问题，该相的输入电压全部降落在电感上，电感电流线性增加，输出侧电容C1C2向负载端供电，等效电路如图4-b所示。

当该相的输入电压为正时，若上开关管S1关断，则电感通过二极管D9释放能量，输入侧与电感一起向输出端和电容C1供电，电感电流线性减小，电容C2继续向负载端供电；如图4-c所示。

当该相的输入电压为负时，无论上开关管S1是否导通，输入电压全部反向加在电感上，电感电流反向上升；输出侧电容C1、C2向负载端供电，等效电路如图4-d所示。

当该相的输入电压为负时，若下开关管S2关断，电感反向释放能量，通过二极管D10与输入一起向输出端和电容C2供电，电容C1继续向负载端供电；如图4-e所示。

根据上述工作原理分析可以发现，由于有二极管的存在可以保证电流只能从输入向输出流动，不会出现回流现象。由于中线的存在，同一桥臂的两个管子也不会出现直通现象，电路的可靠性大大提升，同时由于每个二极管只在特定的一个工作模式下导通，不存在反向恢复问题。此外，因为三相对称，只要保证一相的控制信号正确，其他两相采用同样控制信号就可以保证系统的正常工作，系统的可靠性进一步提升。

根据图7所示DC-DC部分控制框图，对具体控制过程进行介绍：

a.设定参考电压；

b.电压传感器采集后级DC-DC变换器的输入电压，即整流器输出端电压和DC/DC变换器电路的输出电压UO，电流传感器采集变换单元的电感电流，并进行数模转换；

c.将电压值UO与参考电压U_ref比较，得到的误差信号e1送入电压环PI控制器进行处理得到期望电感电流；

d.将步骤c得到的期望电感电流，与反馈的电感电流比较得到误差信号e2送入电流环PI控制器中得到占空比d，根据不同的占空比调节PWM波一个周期中开关管的导通和关断的时间；

e.电流环PI控制器输出的占空比d与前馈控制器输出的信号求和处理后送入占空比d到电感电流的传递函数中得到调整后的I_L1；

f.将步骤e中得到的I_L1作为电感电流到输出的传递函数的输入量得到调整后的输出电压UO。

根据图5和图6对DC-DC部分的工作原理进行说明：

当开关管导通时，电感L1和电感L2,L3分别被充电，电感电流直线上升，此时电路中存在6个回路。根据伏秒平衡原理可以得出如下等式：

当开关管S7关断时，电感L1和电感L2,L3放电，电感电流直线下降。根据伏秒平衡原理可以得出如下等式：

其中，U_L1on是电感L1在开关管S7导通时的电流，d是开关管S7驱动信号的占空比，T是一个PWM周期，U_L1off是电感L1在开关管S7关断时的电流，U_L2on是电感L2在开关管S7导通时的电流，U_L2off是电感L2在开关管S7关断时的电流，U_L3on是电感L3在开关管S7导通时的电流，U_L3off是电感L2在开关管S7关断时的电流。

根据伏秒平衡原则可以得到如下等式：

其中，U_in是后端DC-DC部分的输入电压(整流输出电压)，U_C1是后端DC-DC部分的电容C1的电压、U_C2是后端DC-DC部分的电容C2的电压，U_C4是后端DC-DC部分的电容C4的电压，U_C3是后端DC-DC部分的电容C3的电压，U_C6是后端DC-DC部分的电容C6的电压，U_o是后端DC-DC部分的输出电压，U_C5是后端DC-DC部分的电容C5的电压。

根据式子2和3可以得出后后级DC-DC变换器中器件的电压应力，结果如下：

可以得出后级DC-DC变换器的电压增益M和整流输出端电压U_in与直流输出端的电压U_o关系：

从上述等式(5)-(9)可以看出，所有器件上的电压应力均不超过输出电压的一半，电压增益在不使用极限占空比的情况下可以轻松达到15以上，完全可以满足高电压等级的要求。

对后级DC-DC变换器利用安培秒平衡原则可以得到如下等式：

I_C1on是后端DC-DC部分的电容C1在开关管导通时的电流应力、I_C2on是后端DC-DC部分的电容C2在开关管导通时的电流应力、I_C3on是后端DC-DC部分的电容C3在开关管导通时的电流应力、I_C4on是后端DC-DC部分的电容C4在开关管导通时的电流应力、I_C5on是后端DC-DC部分的电容C5在开关管导通时的电流应力、I_C6on是后端DC-DC部分的电容C6在开关管导通时的电流应力、I_C4off是后端DC-DC部分的电容C4在开关管关断时的电流应力、I_C5off是后端DC-DC部分的电容C5在开关管关断时的电流应力、I_C3off是后端DC-DC部分的电容C3在开关管关断时的电流应力、I_C2off是后端DC-DC部分的电容C2在开关管关断时的电流应力、I_C1off是后端DC-DC部分的电容C1在开关管关断时的电流应力。

进一步的，可以得到如下等式：

根据上述公式可以得到后级DC-DC部分中所有器件的电流应力

I_c3on＝I_o

I_c4on＝-I_o

I_c5on＝-dI_o (14)

其中，I_D1是二极管D1的电流，I_D2是二极管D2的电流，I_D3是二极管D3的电流，I_D4是二极管D4的电流，I_D5是二极管D5的电流，I_D6是二极管D6的电流，I_D7是二极管D7的电流。

综合上述分析，基于三电平整流器和高电压增益直流变换器的大功率充电装置拓扑结构具有较低的器件应力和高电压增益。虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。