一种基于双e类结构的大功率高频逆变器控制方法
阅读说明：本技术 一种基于双e类结构的大功率高频逆变器控制方法 (High-power high-frequency inverter control method based on double E-type structures ) 是由 王友情 郑正奇 张海燕 赵昆 余超 赵智超 于 2020-12-18 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种基于双E类结构的大功率高频逆变器控制方法,其特点是采用控制器或计时器对逆变器输出的电压波形进行比较,当谐振参数发生变化时,实时进行工作频率的校正,以维持逆变器始终工作在最佳状态,系统的频率跟踪和控制具体包括：逆变器低电压启动、电压信号的采样、将记录的时间增加安全延迟更新上一个周期和判断更新后的周期是否在允许的误差范围内,是则作为实际输出并控制电压升高,否则停机等步骤。本发明与现有技术相比具有维持逆变器始终工作在最佳状态,确保频率能跟踪到实际的频率不出现过早导通的情况,器件将一直处于软开关的状态控制简单、效率高、成本低廉且安全可靠。(The invention discloses a high-power high-frequency inverter control method based on a double E-type structure, which is characterized in that a controller or a timer is adopted to compare voltage waveforms output by an inverter, when resonance parameters change, the working frequency is corrected in real time so as to maintain the inverter to work in an optimal state all the time, and the frequency tracking and control of a system specifically comprises the following steps: starting the inverter at low voltage, sampling a voltage signal, increasing the recorded time by a safe delay to update the previous period, judging whether the updated period is within an allowable error range, if so, taking the updated period as actual output and controlling the voltage to rise, otherwise, stopping the system and the like. Compared with the prior art, the invention has the advantages that the inverter is maintained to work in the optimal state all the time, the frequency can be ensured to track the actual frequency without premature conduction, and the device is always in the soft switch state, and the invention has simple control, high efficiency, low cost, safety and reliability.)
技术领域
本发明涉及到高频逆变器技术领域，尤其是一种可应用在无线电能传输、高频加热的双E类结构的大功率高频逆变器控制方法。
背景技术
开关电源的发展已经进入到一个比较成熟的阶段，未来电源变换设备将向着更高频率面和更高功率密度的方向发展。传统的大功率电源由于受到器件的制约，大部分频率都在十几KHz到两三百KHz之间。随着SiC和GaN器件应用，器件的性能有了较大的改善，使得电源的工作频率、功率密度、变换效率都有了大幅的提升。
高频逆变的应用场景有很多，无线电能传输技术是其中之一，无线电能传输可以在避免物理导线接触处的情况下将能量传输到负载端，在未来移动用电设备中有着广泛的应用，尤其是手机、机器人，电动汽车等行业。无线电能传输要求发射端和接收端的谐振频率完全一致才能达到最好的效果。而实际应用中，由于环境温度变化造成的热胀冷缩引起线圈尺寸的变化，或者由于器件老化带来的阻容变化等等都将引起系统参数的细微变化。导致系统传输效率下降。此时需要控制系统的逆变频率跟随着实际的频率偏移而变化，以保证传输的稳定性。另外高频逆变器还能用于感应加热行业，感应加热的原理是利用高频线圈环绕在金属导体表面，通过高频电磁场在金属表面产生的涡流来达到加热金属的目的，由于线圈中间的被加热物体是金属，其磁导率较高且温度的变化较大，加热过程中线圈电感变化较大，谐振频率也会发生较大的偏移，同样需要实时调整频率。
目前，高频逆变器设计主要存在着如下四个方面的挑战：
1)由于器件开关过程中并非瞬间完成，当频率升高后，电压和电流的上升和下降过程出现重合，开关器件损耗将会随着频率成倍增加。
2)频率越高则周期越短，这使得控制系统的设计变得十分困难。以1MHz的频率为例，控制器需要在1us内完成程序的采样、计数、计算等功能，对于控制芯片来说，在这么短的时间内完成如此多的指令是具有很大的挑战的。而且驱动电路还存在一定的延迟以及死区还得占用部分时间，常规的控制芯片已经无法达到标准的要求，虽然现在GHz级别的芯片已经比较普遍，但其造价昂贵，成本较高且不利于维护。
3)由于系统导线存在一定的长度，运行频率升高后导线的分布式参数也将对系统产生较大的影响，传统只考虑集总参数系统的设计方案将不再适用。
4)高频化后，电压和电流的变换速度快，其产生的电磁兼容问题也将是电源设计需要关注的问题之一。
解决上述四种关键问题，首先是软开关技术，软开关技术是控制开关管在零电压和零电流的时间开通或者关断，以达到降低开关损耗的目的。其次，是优化控制方案，以减少对CPU的要求。然后是电路设计时需要考虑到高频带来的负面影响，最后是电磁兼容设计，需要增加一定的屏蔽措施。传统的高频逆变电源的主要拓扑结构有全桥逆变、半桥逆变、以及各类功放电路。对于功率较大的场合一般都采用桥式逆变电路进行设计，桥式逆变电路可通过的功率较高，理论相对成熟，但应用的频率都较低，控制也较为复杂。随着频率的升高，控制方案出现了一定的局限性，近年来双E类逆变结构拓扑因为具有控制简单、效率高等优势而备受关注。
由于双E类逆变器工作在谐振状态，其对回路的谐振参数要求极高，负载阻抗也是系统的谐振参数之一，其谐振频率可按下述a式计算：
根据上式可以看出，当低频工作时，L和C的值比较大，因此阻抗的细微变化对谐振频率的影响比较小。当频率升高后L和C的值变得很小，阻抗的细微变化会对系统谐振频率造成比较大的影响。理想状态下开关器件始终保持着软开关状态，所以理论效率为100％，但是当负载变化时，系统谐振状态也会改变进而影响到系统的效率。此时，如果不改变系统的控制频率，则过早导通、理想导通和滞后导通的情况都有可能出现。出现过早导通情况很有可能导致器件损坏，滞后导通虽然没有损坏开关的，但滞后时间太多则会导致系统效率降低。
传统的方式分析需要经过采样、AD转化、分析计算、调节PWM计数器改变PWM频率的过程，系统成本极高。首先对高频电路进行模拟采样，会受到线分布参数的影响，其次高频高速的AD转化造价昂贵，最后分析计算和调节PWM环节通常采用最优值方式进行控制，需要反馈最佳功率，增加系统成本。同时需要大量的计算，对CPU控制要求高。计算和反馈需要一定的时间，系统调整周期长，这会影响逆变器的效率低甚至有烧毁开关器件的风险。因此，在无线电能传输、高频加热应用领域亟需一种快速、简单、高效、低成本的控制方案，既能完成高频控制，也能实现频率的调整。
现有技术的高频逆变及控制系统软开关实现困难，对CPU的要求极高，高频AD采样的造价昂贵，电路参数变化后频率无法自动跟踪，存在着电磁兼容不符合规范等现有技术的瓶颈和缺陷。
发明内容
本发明的目的是针对现有技术的不足而设计一种基于双E类结构的大功率高频逆变器控制方法，采用控制器或计时器根据比较环节得到的计数周期，判断系统目前谐振状态，若工作在过早导通状态，则对计数结果增加一定的延迟，使得周期变长，然后作为下一个控制脉冲的周期；若工作在理想导通状态，则继续增加一定的延迟，使系统运行在相对较安全的最佳状态；若工作在滞后导通状态，则系统采取和理想状态的相同的调整方式，调整后的实际周期将会与设定的频率范围作比较，判断是否符合频率变化范围，如果不符合范围则停止输出，如果符合范围则作为下次控制脉冲的周期。使得每个周期的时间都是根据实际周期校准后的输出值，不仅实现了频率的跟踪，同时实现了器件的软开关，确保频率能跟踪到实际的频率不出现过早导通的情况，器件将一直处于软开关的状态，高频运行时损耗极低，在理论上可达到100％的效率，控制简单、效率高、成本低廉且安全可靠。
本发明的目的是这样实现的：一种基于双E类结构的大功率高频逆变器控制方法，其特点是采用控制器或计时器对逆变器输出的电压信号进行比较，当谐振参数发生变化时，实时进行工作频率的校正，实现逆变器的软开关控制，系统的频率跟踪和控制具体包括下述步骤：
a步骤：将电压调整到低压状态，按设定的初始频率启动系统，得到系统的初始输出波形。
b步骤：采用比较器或逻辑门电路对初始输出波形进行检测，获得系统实际输出电压波形的过零点特征信号。
c步骤：将上述输出的特征信号输入到计时器，并触发计时器开始计时，记录对应的时间，得到系统实际的谐振周期；
d步骤：对计时器记录的时间增加安全值，使增加了安全值后的周期略大于计时器得到的实际周期，并将其传输到控制器更新上一个控制周期，作为下一个控制脉冲的周期。
e步骤：将所更新的时间周期与设定的频率范围作对比，若在频率允许的误差范围内，则作为控制信号的下个周期值，并调高输出电压值；若超出频率范围，则停止输出，实现系统的频率跟踪和软开关。
所述比较器或逻辑门电路的一个输入端与电压的采样电阻连接，另一个输入端与设定电压连接，实现输出电压特征信号的采集，如所述采集的电压特征信号为谐振的过零点，则设定电压为零电位附近，当电压谐振高于零电位的时逻辑门电路或比较器输出发生跳变，对于逻辑门电路，零电位视为低电平，相当于数字信号0；反之，当另一个输入端的电压高于零电位时候，输入端变为高电平，门电路开始输出高电平信号；对于比较器，当电压信号高于零电位时，比较器两端电压出现差值，输出高电平。
所述计时器采用定时器或CPU内的时钟计数器记录实际的电压周期，计时器的触发信号设定为逻辑门电路或比较器的输出，当电压谐振到设定值的时候，计时器接收到触发信号，开始计时，当电压谐振到低于零电压时，逻辑门电路或比较器输出的信号发生跳变，计时器停止计时。
所述逆变器需对更新后的每个控制周期进行监测，一但超出允许的误差范围，系统能做出停止运行的动作。
所述双E类逆变器的两路单E类结构的PCB布线均采用等长线对称设计，其导线连接采用利兹线进行密绕双绞连接。
所述采样电阻的采样点连接有稳压二极管，当输出谐振电压超过比较器或逻辑电路的输入范围时稳压二级管开始工作。
本发明与现有技术相比具有维持逆变器始终工作在最佳状态，控制简单、稳定安全、易于推广、可靠性高、成本较低等优势，不需要进行AD转化以和复杂的信号处理，也不用检测输出电压的上升沿和下降沿，控制器仅需要对得到时钟计数周期值加上设定的死区时间，然后对比得到周期时间是否在允许的频偏范围内，就能实现系统的频率跟踪和软开关控制，这对控制芯片的要求极低。当频率发生偏移时，系统还能根据实际参数的变化而自动实时调整工作频率，由于逆变器始终工作在最佳状态，开关器件始终在进行软开关，因此逆变效率高，系统安全稳定。本发明极大地降低了系统的复杂度，确保频率能跟踪到实际的频率不出现过早导通的情况，器件将一直处于软开关的状态，高频运行时损耗极低，在理论上可达到100％的效率，控制简单、效率高、成本低廉且安全可靠。在高频逆变，无线电能传输，高频放大器，感应加热等领域都极大的优势和商业前景。
附图说明
图1为双E类逆变器的拓扑结构示意图；
图2为双E类逆变器的输出波形图；
图3为E类逆变器三种导通的波形图；
图4为本发明流程图；
图5为过早导通的调整控制波形图；
图6为滞后导通的调整控制波形图。
具体实施方式
参阅附图1，本发明使用的双E类逆变系统由两个单E类逆变器组成，采用两路控制脉冲进行控制。双E类逆变器结构通过两路互补的矩形PWM波来控制开关管的通断，极大地简化了系统控制的复杂度，系统的输出为正弦波，其安全性体现在系统工作过程中即使线圈出现短路情况，也不会影响到系统的整体运行。
参阅附图2，两个一模一样的单E类逆变器，将相位错开180度，在理想状态下运行的双E类逆变结构输出的波形为一个完整的正弦波，安全稳定性较高。
双E类结构的大功率高频逆变器在实际运行中会出现过早导通或滞后导通的情况，为了保证两路E类放大器工作情况完全一致，对两路E类放大器的所有PCB走线均采用对称式设计，采用对称设计是为了避免分布参数对系统的影响。E类逆变器的工作状态有三种，工作在最佳状态是指控制开关器件在滞后导通的状态。
参阅附图3，三种工作状态情况如下：
1)过早导通情况：假设谐振回路的时间常数一定，其电压在t＝t2时刻谐振到0，如果在t＝t1的时刻导通，此时电压为一个比较高的正向值，开关管两端还并联有电容Ce，导通的时候电压瞬间降为0，此时电容在电路中相当于一个电压源被直接短路，导通的电流冲击将会非常大，而且电压越高，导通电流越大，如果电压较小，器件能承受冲击，则开通损耗将会变得非常大，尤其是当频率过高时，器件的损耗和发热都会变得很高，如果电压较大，则器件承受不住电压的冲击，将会直接损坏，因此一般不允许出现这类情况。
2)理想导通情况：这类情况是导通脉冲在电压刚好为0的时到来。此时开关管中虽然有电流，但是不会存在损耗，这也是最佳状态。但是实际的应用中要控制每次都在过零点导通是比较难的，因为由于外界的环境影响，谐振的过零点可能发生细微的偏移。
3)滞后导通情况：当电压谐振到过零点时，导通脉冲没有到来，此时电压会谐振过0并反向开始增长，当其反向的电压增长高于开关器件的反向并联续流二极管后，续流二极管开始导通，开关器件两端存在一个大小为续流二极管导通压降的反向电压。到t＝t3时刻，导通脉冲到来，开关器件导通，其两端的电压变为零。
参阅附图4，本发明按下述步骤实现双E类结构的大功率高频逆变器软开关控制：
a步骤：在系统刚启动时，由于没有采样输出，系统先按照初始频率运行，初始频率是系统设计时设定的理想频率，但实际环境的细微变化将会导致频率发生细微的偏移，故启动时将电压调整到低压状态以保证器件的安全。
逆变器采用双E类结构作为拓扑，工作时回路处于谐振状态，根据实际情况共有三种谐振状态，当开关周期等于实际周期时是最理想的状态，此时器件在输出电压达到过零点附近时导通，可以实现软开关；当开关周期小于实际周期时，器件会在高电压状态硬导通，带来的电流和电压冲击极易造成器件损坏；当开关周期略大于实际周期时，器件工作在相对安全状态，但系统的逆变功率会略微低于理想状态，因此实际应用中一般会控制系统工作在这种状态。逆变器在高频大功率状态下运行时，对系统回路的谐振参数要求变得极高，在高频情况下即使是细微的环境温度变化也会对系统带来较大的影响。因此，本发明的第一步即控制系统在较低的安全电压下启动，按照设定的初始值运行。这一步的目的并非是为了软启动，而是为了得到系统的初始输出波形，进而获得系统的实际周期，并在后面的步骤中对控制周期进行调整，避免系统工作在实际周期大于控制周期的状态。
b步骤：启动后采样控制环节开始介入，第一个周期内系统输出的是系统的设定频率，此时器件两端的电压开始上升，串联的采样电阻两端电压持续上升，比较器或逻辑门电路检测到电压变化后便输出信号，由于电压工作在谐振状态，当电压升高到一定程度后，稳压二极管导通，维持采样器件两端的输入电压在合理范围内。当电压谐振到最大值后便开始下降，理想的状态是下降到零点后，比较器或逻辑门电路输出电平发生跳变。虽然实际应用中过早导通或滞后导通的情况都可能出现，但无论是哪一种情况，比较器或逻辑门电路均能检测到电压高于零点的状态。
逆变器输出的低压的电压波形时，通过采样电路对其进行采样，但直接对兆赫兹级别的波形采样难度较大，首先ADC采样转换器件无法满足那么高的频率，其次高速处理器的价格也十分昂贵。因此，本发明采用逻辑门电路或者电压比较器来实现采样，逻辑门电路或比较器共有两个输入端，其中一端连接到电压的采样电阻上，另一端连接到设定电压上。通常采集的电压为谐振的过零点，则设定电压即为零电位附近，当电压谐振到高于零电位的时候逻辑门电路或比较器输出发生跳变，对于逻辑门电路，零电位视为低电平，相当于数字信号0。反之，当另一个输入端的电压高于零电位时候，输入端变为高电平，门电路开始输出高电平信号；对于比较器，当电压信号高于零电位时，比较器两端电压出现差值，输出高电平。在这一步中，采集的电压值可以高于零电位，也可是低于零电位，输出的信号可以是高电平也可以是低电平。由于采样环节不需要采集电压的波形，也不需要使用AD转换，只需要电压满足与设定电压之间的逻辑关系即可，因此采样频率取决于比较器和逻辑电路的运行频率，可以适合各类高频信号。
c步骤：将b步骤中输出的信号输入到计时器，计时器的触发信号设定为逻辑门电路或比较器的输出，当电压谐振到设定值的时候，计时器接收到触发信号，开始计时，到电压谐振到低于零电压时，逻辑门电路或比较器输出的信号发生跳变，计时器停止计时。计时器直接采用时钟频率作为基准，时间分度可以精细到纳秒或皮秒级别。
d步骤：由计时器记录对应的时间，并对记录的时间增加一定的安全死区，当运行几个周期后，运行频率便得到了实时的更新和校准。
为保证电路运行的稳定性，将计时器得到系统实际的谐振周期增加一定的延迟，通常控制周期略大于实际周期。因此在定时器计得到的实际周期增加一定的安全值，使得周期略大于计时器得到的实际周期，并将增加了安全值的周期传输到控制器，更新上一个控制周期。
e步骤：根据电磁波使用的相关规范，高频逆变器不仅需要满足电磁波频段的要求，还需要将频率控制在误差范围内。当回路由于谐振参数变化而发生频率偏移后，是否满足相关规定的要求需要实时监测。对上一步更新的周期进行检测，是否符合规范，如果不符合规范直接控制停机；如果符合规范，则将电压升高到额定值；当电压升高后，逆变器进入正常工作状态，检测功能将对工作的每一个周期实时监测。处理器将所更新的时间周期与设定的频率范围作对比，若在频率允许的误差范围内，则作为控制信号的下个周期的值并调高输出电压值。若超出频率范围，则停止输出。
所述控制器或计时器根据比较环节得到的计数周期，判断系统目前谐振的状态是三种状态中的哪一种，若工作在过早导通的状态，则对计数结果增加一定的延迟，使得周期变长，然后作为下一个控制脉冲的周期。若工作在理想状态，则继续增加一定的延迟，使系统运行在相对较安全的最佳状态，若工作在滞后太多的状态，则系统采取和理想状态的相同的调整方式。调整后的实际周期将会与设定的频率范围作比较，判断是否符合频率变化范围，如果不符合范围则停止输出，如果符合范围则作为下次控制脉冲的周期。因此每个周期的时间都是根据实际周期校准后的输出值，不仅仅实现了频率的跟踪，同时实现了器件的软开关。开关器件导通前，两端的电压正好谐振到过零点附近，此时号到来，器件是零电压导通。由于电感L1的作用，导通瞬间，流过器件的电流也将从零状态开始攀升，因此也是零电流开通。在断开时，由于断开前器件处于短路状态，因此开关器件两端的电压本来就是零状态，同时开关器件两点并联的电容也是零电压状态，在闭合时电流主要通过开关器件流通，断开的瞬间由于电容两端的电压为零且不能突变，电容会在瞬间形成短路状态，电流会瞬间转移到电容上，这个过程对于开关器件来说是零电压断开，且由于电容的电流可以突变，虽然不是零电流断开，但是电流可以瞬间转移，因此损耗相对较小。只要保证频率能跟踪到实际的频率不出现过早导通的情况，器件将一直处于软开关的状态，高频运行时损耗极低，理论上该可以达到100％的效率。
所述采样电阻为连接在电压端的大阻值的采样电阻，采样点设定有保护作用的稳压二极管，在低压状态，电压跟随实际线性变化，高压状态下，二极管将电压限制在合理范围，保护器件的安全。
所述采用高速逻辑电路或电压比较电路检测电压谐振状态，其一个输入端连接采样电阻，另一输入端的被比较对象为设定的电压。如要采集电压的过零点时刻，设定电压即为零电压。当比较器或逻辑与非门电路输入端满足条件，输出端将输出高电平信号，该信号为数字信号，输出端连接到定时器或数字处理器，用以反馈电压已经变化到设定值，该信号将一直持续到电压变化到输入端不满足条件而输出低电平为止。比较器或逻辑门电路的运行频率非常高，相对传统先采样再数字化的方式，复杂度、成本、安全可靠性、性能等都有着极大的优势。
所述定时器可以是简单的定时器也可以是CPU内部的时钟计数器，由于时钟频率可以设计的较高，其支持的频率可以非常高。接收到比较器或逻辑门电路的输入信号后开始计时，到该信号变为低电平即停止计时，得到的计时结果即为电压的实际周期的二分之一。由于双E类的特殊结构，输出电压的另外半周期由另外的一个开关器件控制，因此另一路的PWM通过同样的方式控制。
所述定时器对实际的周期增加一定的安全值，是为了给谐振参数的变化预留一定的安全死区，由于系统的理想状态比较难稳定，为了防止出现过早导通状态，而将系统稳定在滞后导通的状态，滞后的时间即为设定的死区延迟，死区时间越长，则逆变系统的功率将会越小，死区时间可以设定的范围为初始周期的1～10％。
所述CPU只需要完成简单的加法运算和对比功能，简单的单片机即可实现，为了增加系统的附加功能，也可以采用较复杂的芯片，但需要将成本考虑在内。
所述双E类结构拓扑的PCB线路均采用等长设计，两路E类逆变器采用对称设计，使用导线连接的部分采用利兹线双绞连接。当系统高频化后，分布式参数对系统的影响较大，因此采用等长对称的设计方式可以对系统进行优化。
以下以E类逆变器三种工作状态情况的调整控制为例对本发明作进一步的详细说明。
实施例1
过早导通的调整过程：开关管过早导通时两端的电压还没有谐振到零状态就开通的情况，此时并联电容两端存在电压，开通瞬间相当于被短路，因此会出现一个很大的电流冲击，导致器件上的损耗非常大，发热严重，效率低下，在高频的情况下极易损坏开关器件。
参阅附图5，在t1时刻和t2时刻，可以看到在控制脉冲发出前，开关两端的电压是没有到达零状态的，但是开关信号到来，将会导致电压被强行拉到零值，电流会出现很大的冲击。应用本发明的控制过程如下：
t0-t1：逆变系统启动后按照固定频率输出开关器件VS1的控制信号，VS1导通，此时，VS2两端的电压大于零，VS2比较器有信号输出，CPU记录比较器输出的脉冲时长为t0-t1的时段长度。
t1时刻：开关器件VS1断开，VS2导通；此时，电容C1两端的电压不为零，将会出现很大的电流冲击，造成很大的损耗。
t1-t2：开关器件VS2控制信号输出，VS2导通，其过程与t0-t1时段相似，VS1两端有电压，CPU记录VS1比较器输出的时间长。
t2时刻：VS2断开，VS1导通，其过程与t1时刻相似。
t2-t3-t4：t2-t3的时间长度即为比较器输出的t1-t2的时间长度，这段时间内电压是没有谐振到过零点的，说明实际的周期比给定的周期长。因此，需要降低频率使得周期变长，才可能出现过零点。同时为了避免过早导通的情况，需要增加一个延迟死区以确保开关器件的稳性，增加死区延迟的过程仅需加法计算。所得的结果为t2-t4时间段，并将这一时间作为下一个PWM的周期。
t4时刻：VS2导通，经过调整后，VS2导通前的电压依然没有到过零点，依然存在过早导通的情况，但冲击明显比上个周期要小得多。
t4-t5-t6：这个时间段电路的过程如t2-t4类似，仅开关器件变化，不再赘述。
t6时刻：VS1导通，过程如t4时刻类似，不再赘述。
t6-t7-t8-t9：t6-t7时刻，即为t4-t6时段中，VS1比较器输出的时间长；t7-t9为增加的死区延迟，因此整个周期为t6-t9的时间段；而t8时刻为系统出现谐振过零点的时刻。由于反向并联二极管的存在，电压谐振到零值后不在反向上升。此过程中因为电压达到零点，VS2比较器输出停止，因此VS2比较器输出的时间为t6-t8时间段。t8-t9时间内，反向二极管导通，电流也谐振到零值附近，这个时间段出现电压死区。
t8时刻：VS2导通，由于开关器件两端的电压为零，电流也为零；因此，导通的瞬间理论上没有损耗。
t9-t10-t11-t12：该过程与t6-t9时间段类似，不再赘述。
t12时刻：VS1导通，过程与t8时刻类似，不再赘述。
t12-t13-t14：t12-t13是上个周期的t9-t11时间段的比较器输出时长，t13-t14是增加的死区延迟。其中，t12-t13是通过比较器得到的理想状态周期。为了系统运行的更加稳定，增加t13-t14时间段为死区时间，此后系统将在不断调整过程中持续稳定地运行下去。
实施例2
滞后导通的调整过程：当滞后时间过长时，每周期只在部分时间有输出电压，逆变的效率和功率等均会降低，系统运行在非常不合理的状态，此时需要适当缩短时钟周期以提升系统的运行效率。
参阅附图6，应用本发明的控制过程如下：
t0-t1-t2-t3：t1时刻为实际频率谐振到过零点，比较器输出的是t0-t1时间段时长，t2时刻为实际周期加上设定的死区延迟的时间，t0-t2也就是系统的应该输出的控制信号脉冲周期。
t3时刻：VS1导通，此时虽然没有明显的冲击。但是t3时刻导通VS1出现了过晚导通，理想情况是在t1时刻导通，系统设计最佳导通时刻是在t2时刻。
t3-t4-t5-t6：过程分析与t0-t1-t2-t3相似，不再赘述。
t6时刻：VS1导通，过程与t3类似，不再赘述。
t6-t7-t8：t6-t7为上个周期比较器输出的实际谐振周期，t7-t8为CPU加上的死区延迟。
t8-t9-t10：这个阶段与t6-t7-t8类似，不再赘述。
在滞后导通的调整中，仅需要一个周期的时间就能将频率校正到最佳点。在后续系统的运行中，CPU将不断根据比较器输出的时长，加上设定的死区延迟来作为下一个频率的周期。在实际控制中，由于两路是对称的，也可以用VS2的比较器输出计时来校正VS1的开关频率，给CPU更多的计算时间。一般在几个周期内就能将频率校正到实际值，并且可以通过设定死区延迟的时间和周期时间范围来调整响应速度和频率范围，维持系统的稳定运行。
以上只是对本发明作进一步的说明，并非用以限制本专利，凡为本发明等效实施，均应包含于本专利的权利要求范围之内。