一种三相负载不平衡条件下的逆变器前馈控制方法及系统
阅读说明：本技术 一种三相负载不平衡条件下的逆变器前馈控制方法及系统 (Inverter feed-forward control method and system under three-phase load unbalance condition ) 是由 罗珊娜 彭开香 胡长斌 周京华 朴政国 景柳铭 于 2020-09-14 设计创作，主要内容包括：本发明公开一种三相负载不平衡条件下的逆变器前馈控制方法及系统,方法包括：根据dq坐标系下的电感电流和滤波电容电压确定dq坐标系下的电容电压的残差；根据dq坐标系下的电容电压的残差确定dq坐标系下的电压补偿量；根据dq坐标系下的电压补偿量确定dq坐标系下的电流补偿量；根据dq坐标系下的电压补偿量、电流补偿量、电感电流和滤波电容电压确定dq坐标系下的输出电压参考值；对dq坐标系下的输出电压参考值进行反坐标变换,生成PWM驱动信号,以使对逆变器中的开关管进行控制。本发明针对不平衡负载对逆变系统的扰动作用进行抵消,从而保证逆变器维持三相平衡的输出电压,不仅实现消除三相不平衡现象,还提高了控制精度和响应速度。(The invention discloses a feedforward control method and a feedforward control system for an inverter under a three-phase load unbalance condition, wherein the method comprises the following steps: determining a residual error of the capacitor voltage under the dq coordinate system according to the inductive current and the filter capacitor voltage under the dq coordinate system; determining a voltage compensation quantity in the dq coordinate system according to a residual error of the capacitor voltage in the dq coordinate system; determining a current compensation quantity in the dq coordinate system according to the voltage compensation quantity in the dq coordinate system; determining an output voltage reference value under the dq coordinate system according to the voltage compensation quantity, the current compensation quantity, the inductive current and the filter capacitor voltage under the dq coordinate system; and performing inverse coordinate transformation on the output voltage reference value in the dq coordinate system to generate a PWM (pulse-width modulation) driving signal so as to control a switching tube in the inverter. The invention counteracts the disturbance action of the unbalanced load on the inverter system, thereby ensuring that the inverter maintains three-phase balanced output voltage, not only realizing the elimination of the three-phase unbalance phenomenon, but also improving the control precision and the response speed.)
技术领域
本发明涉及技术领域，特别是涉及一种三相负载不平衡条件下的逆变器前馈控制方法及系统。
背景技术
在微电网的逆变器控制领域，由于单相负荷的大量存在、以及短路或断路不对称故障时有发生，微电网逆变器输出电压的不平衡现象十分普遍。在低压电力系统中三相不平衡的存在，将会影响照明设备和家用电器等单相用电设备的使用，可能会导致用电设备因电压不足造成设备不能正常运行或因电压过高而造成损坏；电压不平衡容易导致发电机与变压器容量利用率的降低；电压不平衡可能会使换流设备产生附加谐波电流；电压不平衡还会降低电机的绝缘寿命、增加线损率。三相不平衡指标是电能质量的重要指标之一。三相不平衡度过大将会引发一系列的危害，在国家标准《电能质量三相电压不平衡》中明确规定：在电网正常运行时，电压不平衡度不得超过2％，短时不得超过4％。降低三相电压不平衡度对保证微电网稳定运行至关重要。
在不平衡电压的影响下，电网中会出现较高的负序分量(即q轴上分量)。CN105490291A通过逆变器下垂控制方法对每一单相系统分别计算出各自的功率并求和，得出整个三相逆变器不平衡负载的有功功率和无功功率的总需求，实现抗三相不平衡负载的效果。CN107508298A提出了一种微电网不平衡电压分层优化控制方法，引入多代理结构实现系统协调优化控制，不对称电压的一次补偿通过本地负序电压下垂控制实现，二次补偿则通过二次协调优化控制实现。CN107493024A通过检测负序电流分量，采用PR谐振控制器的内模原理对负序电流进行控制，实现三相PWM整流器电压不平衡的消除。但上述方案控制精度低，响应速度慢。
发明内容
基于此，本发明的目的是提供一种三相负载不平衡条件下的逆变器前馈控制方法及系统，以消除由于三相负载不平衡而引起的逆变器输出电压不平衡的现象。
为实现上述目的，本发明提供了一种三相负载不平衡条件下的逆变器前馈控制方法，所述方法包括：
步骤S1：考虑dq耦合作用电感中存在寄生电阻，根据基尔霍夫定理，构建dq旋转坐标系下LC滤波器的数学模型；
步骤S2：根据所述LC滤波器的数学模型推导三相电感电流和滤波电容电压的解析式，获得dq坐标系下的电感电流Ildq和滤波电容电压vodq；
步骤S3：根据dq坐标系下的电感电流Ildq和滤波电容电压vodq确定dq坐标系下的电容电压的残差rvodq；
步骤S4：根据dq坐标系下的电容电压的残差rvodq确定dq坐标系下的电压补偿量urvodq；
步骤S5：根据dq坐标系下的电压补偿量urvodq确定dq坐标系下的电流补偿量urIldq；
步骤S6：根据dq坐标系下的电压补偿量urvodq、电流补偿量urIldq、电感电流Ildq和滤波电容电压vodq确定dq坐标系下的输出电压参考值
步骤S7：对dq坐标系下的输出电压参考值进行反坐标变换，生成PWM驱动信号；
步骤S8：根据PWM驱动信号对逆变器中的开关管进行控制。
可选地，所述考虑dq耦合作用电感中存在寄生电阻，根据基尔霍夫定理，构建dq旋转坐标系下LC滤波器的数学模型，具体公式为：
其中：ω表示角频率，Rf表示滤波寄生电阻，Lf表示滤波电感，Cf表示滤波电容，vod表示d轴上的滤波电容电压，voq表示q轴上的滤波电容电压，Ild表示d轴上的电感电流，Ilq表示q轴上的电感电流，vid表示d轴上的三相逆变器的输出电压，viq表示q轴上的三相逆变器的输出电压，Iod表示d轴上的负载电流，Ioq表示q轴上的负载电流。
可选地，所述根据dq坐标系下的电感电流Ildq和滤波电容电压vodq确定dq坐标系下的电容电压的残差rvodq，具体包括：
步骤S41：根据dq坐标系下的电感电流Ildq和滤波电容电压vodq，构建LC滤波器的状态空间等效模型，具体公式为：
其中：xd,q表示状态变量，xd,q＝[Ild Ilq vod voq]T，ud,q表示输入变量，ud,q＝[vidviq]T，dd,q表示扰动输入量，dd,q＝[Iod Ioq]T，yd,q表示输出变量，yd,q＝[Ild Ilq vod voq]T，系数矩阵A、B1、B2、C、D1、D2分别为：
步骤S42：在dq轴旋转坐标系下，建立LC滤波电路的扰动，具体公式为：
其中：vod、voq、vo0分别d轴上的滤波电容电压、q轴上的滤波电容电压和零序上的滤波电容电压，分别代表d轴上、q轴上、零序上的滤波电容电压幅值，αP、αN、α0分别代表d轴上、q轴上、零序上的滤波电容电压初始相角。
步骤S43：以LC滤波电路的扰动作为输入，根据LC滤波器的状态空间等效模型确定dq坐标系下的电容电压的残差rvodq，具体公式为：
其中，Iod表示d轴上的负载电流，Ioq表示q轴上的负载电流，rIlq表示q轴上的电感电流的残差，rIld表示d轴上的电感电流的残差，rvod表示d轴上的电容电压的残差，rvoq表示q轴上的电容电压的残差，evod表示d轴上的滤波电容电压误差，evoq表示q轴上的滤波电容电压误差，eIld表示d轴上的电感电流误差，eIlq表示q轴上的电感电流误差，L表示通过极点放置得到的增益矩阵，表示d轴上的滤波电容电压参考值，表示q轴上的滤波电容电压参考值，表示d轴上的电感电流参考值，表示q轴上的电感电流参考值，Ild表示d轴上的电感电流，Ilq表示q轴上的电感电流。
本发明还提供一种三相负载不平衡条件下的逆变器前馈控制系统，所述系统包括：
第一abc-dq坐标变换器，用于对根据LC滤波器的数学模型获取的三相电感电流进行dq坐标变换，获得dq坐标系下的电感电流；
第二abc-dq坐标变换器，用于对根据LC滤波器的数学模型获取的三相滤波电容电压进行dq坐标变换，获得dq坐标系下的滤波电容电压；
扰动观测器，用于根据dq坐标系下的电感电流Ildq和滤波电容电压vodq确定dq坐标系下的电容电压的残差rvodq；
参数矩阵，用于根据dq坐标系下的电容电压的残差rvodq确定dq坐标系下的电压补偿量urvodq；
电感模型，用于根据dq坐标系下的电压补偿量urvodq确定dq坐标系下的电流补偿量urIldq；
带有前馈补偿控制的电压控制器，用于根据dq坐标系下的电压补偿量urvodq、电流补偿量urIldq、电感电流Ildq和滤波电容电压vodq确定dq坐标系下的输出电压参考值
PWM驱动信号生成单元，用于对dq坐标系下的输出电压参考值进行反坐标变换，生成PWM驱动信号，以使根据PWM驱动信号对逆变器中的开关管进行控制。
可选地，所述PWM驱动信号生成器，具体包括：
dq-abc坐标变换器，用于对dq坐标系下的输出电压参考值进行反坐标变换；
PWM驱动信号生成器，用于根据反坐标变换后的输出电压参考值生成PWM驱动信号。
可选地，所述电感模型包括：
第一比较器，用于将d轴上的电压补偿量urvod和第一补偿参数u′d进行比较，获得第一补偿误差，具体公式为：Δu′＝urvod+u′d；其中Δu′表示第一补偿误差；
第一积分控制器，用于根据所述第一补偿误差Δu′确定d轴上的电流补偿量urIld，具体公式为：
其中，Rf表示滤波寄生电阻，Lf表示滤波电感；
第一比例控制器，用于将q轴上的电流补偿量urIlq进行放大，获得第一补偿参数u′d，具体公式为：
u′d＝LfωurIlq；其中，ω表示角频率；
第二比较器，用于将q轴上的电压补偿量urvoq和第二补偿参数u′q进行比较，获得第二补偿误差，具体公式为：Δu″＝urvoq+u′q；其中Δu″表示第二补偿误差；
第二积分控制器，用于根据所述第二补偿误差Δu″确定q轴上的电流补偿量urIlq，具体公式为：
第二比例控制器，用于将d轴上的电流补偿量urIld进行放大，获得第二补偿参数u′q，具体公式为：
u′q＝LfωurIld。
可选地，所述带有前馈补偿控制的电压控制器，具体包括：
第三比较器、第四比较器、第五比较器、第六比较器、第七比较器、第八比较器、第九比较器、第十比较器、第一PI控制器、第二PI控制器、第三PI控制器、第四PI控制器、第三比例控制器、第四比例控制器、第五比例控制器和第六比例控制器，所述第三比较器分别与所述dq-abc坐标变换器、所述参数矩阵、所述第三比例控制器和所述第一PI控制器连接，所述第四比较器分别与所述dq-abc坐标变换器、所述第四比例控制器、所述参数矩阵、所述第四比例控制器和所述第二PI控制器连接，所述第五比较器分别与所述第一abc-dq坐标变换器、所述第四比例控制器和所述第一PI控制器连接，所述第六比较器分别与所述第一abc-dq坐标变换器、所述第三比例控制器和所述第二PI控制器连接，所述第七比较器分别与所述电感模型、所述第五比例控制器、所述第五比较器和所述第三PI控制器连接，所述第八比较器分别与所述电感模型、所述第六比例控制器、所述第六比较器和所述第四PI控制器连接，第九比较器分别与所述第二abc-dq坐标变换器、所述第六比例控制器和所述第三PI控制器连接，第十比较器分别与所述第二abc-dq坐标变换器、所述第五比例控制器和所述第四PI控制器连接。
可选地，所述第三比例控制器和第四比例控制器的系数均为ωCf；所述第五比例控制器和所述第六比例控制器均为ωLf，其中，ω表示角频率，Lf表示滤波电感，Cf表示滤波电容。
可选地，所述LC滤波器的数学模型，具体公式为：
其中：ω表示角频率，Rf表示滤波寄生电阻，Lf表示滤波电感，Cf表示滤波电容，vod表示d轴上的滤波电容电压，voq表示q轴上的滤波电容电压，Ild表示d轴上的电感电流，Ilq表示q轴上的电感电流，vid表示d轴上的三相逆变器的输出电压，viq表示q轴上的三相逆变器的输出电压，Iod表示d轴上的负载电流，Ioq表示q轴上的负载电流。
可选地，所述扰动观测器，具体包括：
状态空间等效模型构建模块，用于根据dq坐标系下的电感电流Ildq和滤波电容电压vodq，构建LC滤波器的状态空间等效模型，具体公式为：
其中：xd,q表示状态变量，xd,q＝[Ild Ilq vod voq]T，ud,q表示输入变量，ud,q＝[vidviq]T，dd,q表示扰动输入量，dd,q＝[Iod Ioq]T，yd,q表示输出变量，yd,q＝[Ild Ilq vod voq]T，系数矩阵A、B1、B2、C、D1、D2分别为：
扰动构建模块，用于在dq轴旋转坐标系下，建立LC滤波电路的扰动，具体公式为：
其中：vod、voq、vo0分别d轴上的滤波电容电压、q轴上的滤波电容电压和零序上的滤波电容电压，分别代表d轴上、q轴上、零序上的滤波电容电压幅值，αP、αN、α0分别代表d轴上、q轴上、零序上的滤波电容电压初始相角。
残差构建模块，用于以LC滤波电路的扰动作为输入，根据LC滤波器的状态空间等效模型确定dq坐标系下的电容电压的残差rvodq，具体公式为：
其中，Iod表示d轴上的负载电流，Ioq表示q轴上的负载电流，rIlq表示q轴上的电感电流的残差，rIld表示d轴上的电感电流的残差，rvod表示d轴上的电容电压的残差，rvoq表示q轴上的电容电压的残差，evod表示d轴上的滤波电容电压误差，evoq表示q轴上的滤波电容电压误差，eIld表示d轴上的电感电流误差，eIlq表示q轴上的电感电流误差，L表示通过极点放置得到的增益矩阵，表示d轴上的滤波电容电压参考值，表示q轴上的滤波电容电压参考值，表示d轴上的电感电流参考值，表示q轴上的电感电流参考值，Ild表示d轴上的电感电流，Ilq表示q轴上的电感电流。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明公开一种三相负载不平衡条件下的逆变器前馈控制方法及系统，方法包括：根据dq坐标系下的电感电流和滤波电容电压确定dq坐标系下的电容电压的残差；根据dq坐标系下的电容电压的残差确定dq坐标系下的电压补偿量；根据dq坐标系下的电压补偿量确定dq坐标系下的电流补偿量；根据dq坐标系下的电压补偿量、电流补偿量、电感电流和滤波电容电压确定dq坐标系下的输出电压参考值；对dq坐标系下的输出电压参考值进行反坐标变换，生成PWM驱动信号，以使对逆变器中的开关管进行控制。本发明针对不平衡负载对逆变系统的扰动作用进行抵消，有效地补偿因负载不平衡负载，从而保证逆变器在各种不平衡负载下依然能维持三相平衡的输出电压，不仅实现消除三相不平衡现象，还提高了控制精度和响应速度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有带LC滤波器的三相DC-AC逆变器系统原理图；
图2为本发明三相负载不平衡条件下的逆变器前馈控制方法整体结构框图；
图3为本发明带有前馈电流补偿电压控制的结构图；
图4为本发明方法采用MATLAB/SIMULINK软件仿真得到的逆变器输出电压d轴分量的补偿效果图；
图5为本发明方法采用MATLAB/SIMULINK软件仿真得到的逆变器输出电压q轴分量的补偿效果图；
图6为本发明方法采用MATLAB/SIMULINK软件仿真中补偿前的不平衡度；
图7为本发明方法采用MATLAB/SIMULINK软件仿真中补偿后的不平衡度。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的目的是提供一种三相负载不平衡条件下的逆变器前馈控制方法及系统，以消除由于三相负载不平衡而引起的逆变器输出电压不平衡的现象。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
本发明提供一种三相负载不平衡条件下的逆变器前馈控制方法，所述方法包括：
步骤S1：考虑dq耦合作用电感中存在寄生电阻，根据基尔霍夫定理，构建dq旋转坐标系下LC滤波器的数学模型。
步骤S2：根据所述LC滤波器的数学模型推导三相电感电流和滤波电容电压的解析式，获得dq坐标系下的电感电流和滤波电容电压。
步骤S3：根据dq坐标系下的电感电流Ildq和滤波电容电压vodq确定dq坐标系下的电容电压的残差rvodq。
步骤S4：根据dq坐标系下的电容电压的残差rvodq确定dq坐标系下的电压补偿量urvodq。
步骤S5：根据dq坐标系下的电压补偿量urvodq确定dq坐标系下的电流补偿量urIldq。
步骤S6：根据dq坐标系下的电压补偿量urvodq、电流补偿量urIldq、电感电流Ildq和滤波电容电压vodq确定dq坐标系下的输出电压参考值
步骤S7：对dq坐标系下的输出电压参考值进行反坐标变换，生成PWM驱动信号。
步骤S8：根据PWM驱动信号对逆变器中的开关管进行控制。
下面对各个步骤进行详细论述：
作为一种可选的实施方式，本发明所述考虑dq耦合作用电感中存在寄生电阻，根据基尔霍夫定理，构建dq旋转坐标系下LC滤波器的数学模型，具体公式为：
其中：ω表示角频率，Rf表示滤波寄生电阻，Lf表示滤波电感，Cf表示滤波电容，vod表示d轴上的滤波电容电压，voq表示q轴上的滤波电容电压，Ild表示d轴上的电感电流，Ilq表示q轴上的电感电流，vid表示d轴上的三相逆变器的输出电压，viq表示q轴上的三相逆变器的输出电压，Iod表示d轴上的负载电流，Ioq表示q轴上的电感电流。
作为一种可选的实施方式，本发明所述根据dq坐标系下的电感电流Ildq和滤波电容电压vodq确定dq坐标系下的电容电压的残差rvodq，具体包括：
步骤S41：根据dq坐标系下的电感电流Ildq和滤波电容电压vodq，构建LC滤波器的状态空间等效模型，具体公式为：
其中：xd,q表示状态变量，xd,q＝[Ild Ilq vod voq]T，ud,q表示输入变量，ud,q＝[vidviq]T，dd,q表示扰动输入量，dd,q＝[Iod Ioq]T，yd,q表示输出变量，yd,q＝[Ild Ilq vod voq]T，系数矩阵A、B1、B2、C、D1、D2分别为：
步骤S42：在dq轴旋转坐标系下，建立LC滤波电路的扰动，具体公式为：
其中：vod、voq、vo0分别d轴上的滤波电容电压、q轴上的滤波电容电压和零序上的滤波电容电压，分别代表d轴上、q轴上、零序上的滤波电容电压幅值，αP、αN、α0分别代表d轴上、q轴上、零序上的滤波电容电压初始相角。
步骤S43：以LC滤波电路的扰动作为输入，根据LC滤波器的状态空间等效模型确定dq坐标系下的电容电压的残差rvodq，具体公式为：
其中，Iod表示d轴上的负载电流，Ioq表示q轴上的负载电流，rIlq表示q轴上的电感电流的残差，rIld表示d轴上的电感电流的残差，rvod表示d轴上的电容电压的残差，rvoq表示q轴上的电容电压的残差，evod表示d轴上的滤波电容电压误差，evoq表示q轴上的滤波电容电压误差，eIld表示d轴上的电感电流误差，eIlq表示q轴上的电感电流误差，L表示通过极点放置得到的增益矩阵，表示d轴上的滤波电容电压参考值，表示q轴上的滤波电容电压参考值，表示d轴上的电感电流参考值，表示q轴上的电感电流参考值，Ild表示d轴上的电感电流，Ilq表示q轴上的电感电流。
如图2所示，本发明还提供一种三相负载不平衡条件下的逆变器前馈控制系统，所述系统包括：
第一abc-dq坐标变换器，用于对根据LC滤波器的数学模型获取的三相电感电流进行dq坐标变换，获得dq坐标系下的电感电流。
第二abc-dq坐标变换器，用于对根据LC滤波器的数学模型获取的三相滤波电容电压进行dq坐标变换，获得dq坐标系下的滤波电容电压。
扰动观测器，用于根据dq坐标系下的电感电流Ildq和滤波电容电压vodq确定dq坐标系下的电容电压的残差rvodq。
参数矩阵，用于根据dq坐标系下的电容电压的残差rvodq确定dq坐标系下的电压补偿量urvodq。
电感模型，用于根据dq坐标系下的电压补偿量urvodq确定dq坐标系下的电流补偿量urIldq。
带有前馈补偿控制的电压控制器，用于根据dq坐标系下的电压补偿量urvodq、电流补偿量urIldq、电感电流Ildq和滤波电容电压vodq确定dq坐标系下的输出电压参考值
PWM驱动信号生成单元，用于对dq坐标系下的输出电压参考值进行反坐标变换，生成PWM驱动信号，以使根据PWM驱动信号对逆变器中的开关管进行控制。
作为一种实施方式，本发明所述PWM驱动信号生成器，具体包括：
dq-abc坐标变换器，用于对dq坐标系下的输出电压参考值进行反坐标变换。
PWM驱动信号生成器，用于根据反坐标变换后的输出电压参考值生成PWM驱动信号。
作为一种实施方式，本发明所述电感模型包括：
第一比较器，用于将d轴上的电压补偿量urvod和第一补偿参数u′d进行比较，获得第一补偿误差，具体公式为：Δu′＝urvod+u′d；其中Δu′表示第一补偿误差。
第一积分控制器，用于根据所述第一补偿误差Δu′确定d轴上的电流补偿量urIld，具体公式为：
其中，Rf表示滤波寄生电阻，Lf表示滤波电感。
第一比例控制器，用于将q轴上的电流补偿量urIlq进行放大，获得第一补偿参数u′d，具体公式为：
u′d＝LfωurIlq；其中，ω表示角频率。
第二比较器，用于将q轴上的电压补偿量urvoq和第二补偿参数u′q进行比较，获得第二补偿误差，具体公式为：Δu″＝urvoq+u′q；其中Δu″表示第二补偿误差。
第二积分控制器，用于根据所述第二补偿误差Δu″确定q轴上的电流补偿量urIlq，具体公式为：
第二比例控制器，用于将d轴上的电流补偿量urIld进行放大，获得第二补偿参数u′q，具体公式为：
u′q＝LfωurIld。
如图3所示，本发明所述带有前馈补偿控制的电压控制器，具体包括：
第三比较器、第四比较器、第五比较器、第六比较器、第七比较器、第八比较器、第九比较器、第十比较器、第一PI控制器、第二PI控制器、第三PI控制器、第四PI控制器、第三比例控制器、第四比例控制器、第五比例控制器和第六比例控制器，所述第三比较器分别与所述dq-abc坐标变换器、所述参数矩阵、所述第三比例控制器和所述第一PI控制器连接，所述第四比较器分别与所述dq-abc坐标变换器、所述第四比例控制器、所述参数矩阵、所述第四比例控制器和所述第二PI控制器连接，所述第五比较器分别与所述第一abc-dq坐标变换器、所述第四比例控制器和所述第一PI控制器连接，所述第六比较器分别与所述第一abc-dq坐标变换器、所述第三比例控制器和所述第二PI控制器连接，所述第七比较器分别与所述电感模型、所述第五比例控制器、所述第五比较器和所述第三PI控制器连接，所述第八比较器分别与所述电感模型、所述第六比例控制器、所述第六比较器和所述第四PI控制器连接，第九比较器分别与所述第二abc-dq坐标变换器、所述第六比例控制器和所述第三PI控制器连接，第十比较器分别与所述第二abc-dq坐标变换器、所述第五比例控制器和所述第四PI控制器连接。
作为一种实施方式，本发明所述第三比例控制器和第四比例控制器的系数均为ωCf；所述第五比例控制器和所述第六比例控制器均为ωLf，其中，ω表示角频率，Lf表示滤波电感，Cf表示滤波电容。
作为一种实施方式，本发明所述LC滤波器的数学模型，具体公式为：
其中：ω表示角频率，Rf表示滤波寄生电阻，Lf表示滤波电感，Cf表示滤波电容，vod表示d轴上的滤波电容电压，voq表示q轴上的滤波电容电压，Ild表示d轴上的电感电流，Ilq表示q轴上的电感电流，vid表示d轴上的三相逆变器的输出电压，viq表示q轴上的三相逆变器的输出电压，Iod表示d轴上的负载电流，Ioq表示q轴上的负载电流。
作为一种实施方式，本发明所述扰动观测器，具体包括：
状态空间等效模型构建模块，用于根据dq坐标系下的电感电流Ildq和滤波电容电压vodq，构建LC滤波器的状态空间等效模型，具体公式为：
其中：xd,q表示状态变量，xd,q＝[Ild Ilq vod voq]T，ud,q表示输入变量，ud,q＝[vidviq]T，dd,q表示扰动输入量，dd,q＝[Iod Ioq]T，yd,q表示输出变量，yd,q＝[Ild Ilq vod voq]T，系数矩阵A、B1、B2、C、D1、D2分别为：
扰动构建模块，用于在dq轴旋转坐标系下，建立LC滤波电路的扰动，具体公式为：
其中：vod、voq、vo0分别d轴上的滤波电容电压、q轴上的滤波电容电压和零序上的滤波电容电压，分别代表d轴上、q轴上、零序上的滤波电容电压幅值，αP、αN、α0分别代表d轴上、q轴上、零序上的滤波电容电压初始相角。
残差构建模块，用于以LC滤波电路的扰动作为输入，根据LC滤波器的状态空间等效模型确定dq坐标系下的电容电压的残差rvodq，具体公式为：
其中，Iod表示d轴上的负载电流，Ioq表示q轴上的负载电流，rIlq表示q轴上的电感电流的残差，rIld表示d轴上的电感电流的残差，rvod表示d轴上的电容电压的残差，rvoq表示q轴上的电容电压的残差，evod表示d轴上的滤波电容电压误差，evoq表示q轴上的滤波电容电压误差，eIld表示d轴上的电感电流误差，eIlq表示q轴上的电感电流误差，L表示通过极点放置得到的增益矩阵，表示d轴上的滤波电容电压参考值，表示q轴上的滤波电容电压参考值，表示d轴上的电感电流参考值，表示q轴上的电感电流参考值，Ild表示d轴上的电感电流，Ilq表示q轴上的电感电流。
本发明采用扰动对控制对象LC滤波电路的作用与补偿信号作用于控制对象LC滤波电路相互抵消的思路，从理论计算出抵消任何不平衡负载扰动对三相逆变器输出的补偿信号，能够消除负荷三相不平衡在dq轴所引起的正弦扰动，易于实现，提高逆变器输出的稳定性，能够较好地解决微网中存在的三相不平衡问题。
本发明以扰动作为输入、残差作为输出建立扰动观测器，针对不同的扰动得到相对应的特定残差值经过前馈控制器进行控制。根据逆变器传统双闭环控制的特点，在计算出电压控制信号的补偿量之后，又通过电感模型计算出电流的控制信号的补偿量，分别对电压电流双闭环的输出进行补偿，为负荷三相不平衡条件下的逆变器控制策略的研究提供了新思路，不仅能够实现消除三相不平衡现象，还提高了控制精度和响应速度。
本发明采用上述方法利用MATLAB/SIMULINK软件仿真进行仿真，详见图4与图5分别为逆变器输出的d轴以及q轴电压仿真波形。可以看出，若无前馈控制方法，在0.25s负载不平衡发生后，d轴电压和q轴电压产生了2倍工频的波动。而在有前馈控制方法作用时，2倍工频波动可以被消除。
图6与图7分别为逆变器在有无前馈控制方法作用时输出三相电压的不平衡度。由图6可以看出，若无前馈控制方法，在0.25s负载不平衡发生后，逆变器输出的三相电压不平衡度为3.9％。而在图7中有前馈控制方法作用时，在0.25s负载不平衡发生后三相不平衡度降低至0.3％。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。