具体实施方式

下面通过附图和优选实施方式对本发明进一步详细说明。通过这些说明，本发明的特点和优点将变得更为清楚明确。

本发明提供一种多模式脉宽调制的切换方法，如图1所示，包括以下步骤：

S1、获得不同调制模式的开关序列和在不同开关角个数N时的开关序列；

S2、获得切换前开关序列P(m,N₁)和切换后开关序列P(m,N₂)；

S3、获得调制模式切换导致的定子磁链误差；

S4、获得两相静止坐标系下磁链误差dψ_α和dψ_β；

S5、获得各相开关时刻补偿时间；

S6、对切换后的开关序列进行修正，获得新开关序列；

S7、根据修正后的开关序列产生PWM脉冲，驱动逆变器，进而驱动电机。

在步骤S1中，所述调制模式产生电压波形具备半波对称和四分之一对称的特点，其典型波形如图2所示，以SHEPWM调制模式为例，当N＝4时开关序列随调制度分布图如图3所示，

所述不同调制模式的开关序列通过求解不同调制模式对应的电压谐波非线性方程获得；

所述在不同开关角个数N时的开关序列通过求解不同次数相电压方程获得；

具体求解的过程可采用任意一种已知的方法，在本发明中不再赘述。

进一步地，将获得的不同调制模式的开关序列和在不同开关角个数N时的开关序列以表格的形式存储，以便在后续生成PWM脉冲时进行调用。

在步骤S2中，所述切换前开关序列P(m,N₁)和切换后开关序列P(m,N₂)依据步骤S1获得的开关序列、切换瞬间调制度m、切换前开关角个数N₁和切换后开关角个数N₂获得，具体计算方式可采用任意一种已知的方法，在本发明中不再赘述。

在步骤S3中，依据切换前开关序列P(m,N₁)、切换后开关序列P(m,N₂)与切换瞬间的电机定子基波频率ω，重构切换前稳态定子电压和切换后稳态定子电压进一步的，通过对重构的稳态定子电压进行积分计算，即可获得切换瞬间实际定子磁链轨迹和期望定子磁链轨迹对做差即可获得定子磁链误差大小。

具体地，稳态电压是依据切换前开关序列P(m,N₁)、切换后开关序列P(m,N₂)和电机定子基波频率ω进行PWM脉冲电压重构得到，是通过对稳态电压进行积分获得的：

切换瞬间实际定子磁链轨迹如下所示：

其中，t₁为开始调用开关序列P(m,N₁)的时刻，切换前稳态定子电压为P(m,N₁)对应的PWM输出稳态定子电压，ψ_ss(t₁)为t₁时刻定子磁链初始值。

当t₂时刻工况变化，定子磁链矢量表达式如下所示：

其中，切换后稳态定子电压为P(m,N₂)对应的PWM输出稳态定子电压，为在t＝t₂的磁链幅值。

期望定子磁链轨迹可通过下式表达：

其中，为ψ_ss ⁽²⁾(t)在t＝t₂的磁链幅值。

由于所以t＝t₂时刻实际磁链并不在优化磁链轨迹ψ_ss ⁽²⁾(t)上，因此会产生动态调制误差。以5分频SHEPWM切换至3分频SHEPWM为例，两者磁链误差示意图如图4所示，图中虚线为5分频SHEPWM开关序列P(m,N₁)对应的优化磁链轨迹，实线为3分频SHEPWM开关序列P(m,N₂)对应的优化磁链轨迹，其中O点为磁链轨迹的中心，A点为的值，B点为两者存在明显偏差。因此可通过求取切换时刻t＝t₂时实际磁链与稳态优化磁链之间的差值得出定子磁链误差，求取表达式如下所示：

定子磁链误差以表格的形式存储，以便根据调制度m以及基波相位实时调用。

传统的策略是将磁链观测器输出观测磁链轨迹作为切换前电机定子磁链，并将其与期望定子磁链做差求取切换过程的动态定子磁链误差，然而观测器输出定子磁链仅为基波磁链，实际磁链却包含多种谐波磁链，观测磁链与实际磁链存在较大偏差。在本发明中，切换瞬间实际定子磁链轨迹是通过实际作用在逆变器上的PWM脉冲求解而得出，充分考虑谐波磁链，求解结果相较于由观测器得出的结果更为接近实际定子磁链。因此，本发明中动态定子磁链误差的计算方法，相较于现有的通过观测磁链与目标磁链做差的定子磁链误差计算策略，更加符合实际切换过程，误差计算结果更精确。

在步骤S4中，对三相静止坐标系下的定子磁链误差进行坐标变换，使其变换到两相静止坐标系(α-β坐标系)，计算得到α、β轴磁链误差dψ_α和dψ_β，并计算三相电压序列调整量Δt_ai、Δt_bi、Δt_ci对α、β轴磁链的影响。

具体地，开关序列调节过程及其物理量定义如图5所示。根据磁链轨迹方程可知，延长高电平持续时间能够增大磁链，减小高电平持续时间则会减小磁链，低电平情况修正原理与此类似，则可得出开关时刻修正原则，如下式所示:

其中，Δt表示一个开关时刻的时间调节量：Δt＞0表示开关时刻提前，Δt＜0表示开关时刻延迟；s表示逆变器三相输出电压电平变化，s_a、s_b、s_c分别对A、B、C三相，若输出电平从低电平跳变到高电平，则s＝1；若输出电平从高电平跳变到低电平，则s＝-1；一个采样周期内如果没有电平变化则s＝0；若一个采样周期内有多个电平变化则用下角标i区分。

依据两电平逆变器的规律，逆变器输出相电压与桥臂的开关状态关系如下式所示：

其中，U_an、U_bn、U_cn为A、B、C相电压，U_dc表示母线电压，S表示逆变器三相桥臂的开关状态：S_A、S_B、S_C分别对应A、B、C三相，若上桥臂导通，则S＝1，若下桥臂导通，则S＝0。

由于单相开关时刻的变化不仅会改变该相的相电压波形，还会对另外两相电压造成影响，为了解决三项静止坐标系下磁链误差消除存在的耦合问题，将动态磁链误差的消除问题在α-β两相静止坐标系中进行讨论，对相电压进行坐标变换，可得两相静止坐标系下相电压与桥臂开关状态的关系式如式下所示：

其中，U_α、U_β为α、β轴电压。

由式(七)可得出三相开关时刻改变对α、β轴电压造成的影响，A相开关时刻的变化只对α轴电压造成影响，B相对α、β轴电压造成的改变量正好相异，C相对α、β轴电压造成的改变量正好相同，则两相静止坐标系下定子磁链表达式如下所示：

ψ_s＝ψ_α+jψ_β(八)

其中，ψ_s表示定子磁链矢量，j表示虚部。

一个采样周期内，三相电压序列上第i个开关时刻的时间调整量Δt_ai、Δt_bi、Δt_ci对动态定子磁链误差的改变量：

综合依据式(七)至式(九)，根据ABC三相开关序列对α、β轴电压的影响特性，A相完全只对α轴磁链造成影响，因此先对B、C相开关时刻进行调整，实现对β轴磁链误差实现完全消除，然后再通过调整A相开关时刻，对α轴磁链误差和B、C相开关序列调整所造成的耦合磁链误差进行统一消除，从而实现对磁链进行完全消除，从而获得两相静止坐标系下磁链误差dψ_α和dψ_β。

在步骤S5中，依据各相开关时刻调整对α、β轴磁链的影响，建立磁链误差修正原则，计算开关时刻补偿时间。

所述磁链误差修正原则包括三种，误差调整过程如图(6)所示：

原则1：如图6中dψ(t)⁽¹⁾所示，当磁链误差只存在α轴分量dψ_α(t)时，则只需通过调整A相开关序列来消除。

各相开关时刻补偿时间如下所示：

原则2：如图6中dψ(t)⁽²⁾所示，当磁链误差当α轴磁链误差分量dψ_α(t)与β轴磁链误差分量dψ_β(t)正负相同时，同时调整C相和A相开关序列来消除dψ_α(t)和dψ_β(t)。

各相开关时刻补偿大小如下所示：

原则3：如图6中dψ(t)⁽³⁾所示，当α轴磁链误差分量dψ_α(t)与β轴磁链误差分量dψ_β(t)正负相异时，同时调整B相和A相开关序列来消除dψ_α(t)和dψ_β(t)。

各相开关时刻补偿时间如下所示：

式(十)至式(十二)均为切换瞬间采样周期需要修正相存在电平的情况，优选地，当切换过程所处的采样周期并不存在开关角时，根据式(十)至式(十二)所得各相开关角补偿时间，对该采样周期各相占空比进行更改，由于该采样周期不具备电平跳变，则该采样周期占空比为1或0，更改占空比幅度如式(十三)所示：

其中，Δd_a表示A相占空比修改大小、Δd_b表示B相占空比修改大小、Δd_c表示B相占空比修改大小、T_s表示采样周期。

在本发明中，不需要对切换点进行选择和判断，直接对调制模式切换引起的动态磁链突变进行补偿，从而可实现任意时刻切换，且不依赖于具体的调制方式和电机参数，可应用于所有优化调制模式。

在步骤S6中，根据步骤S5中获得的开关时刻补偿时间Δt_a、Δt_b、Δt_c更新原始开关序列，得到新的切换后的开关序列P(m,N₂)_new。

本发明中，针对两相静止坐标系(α-β坐标系)中的定子磁链误差，使用开关角修正的方法对定子磁链误差进行消除。相较于现有的在三相静止坐标系中调整开关序列，可实现在尽可能少的采样周期内对动态定子磁链误差进行完全的消除，解决了现有定子磁链误差消除过程中，三相之间相互耦合导致的定子磁链误差无法完全消除的问题，提高了定子磁链误差消除的快速性和准确性。

在步骤S7中，依据电压基波相位频率ω和修正后的开关序列P(m,N₂)_new产生PWM脉冲，驱动逆变器，进而驱动电机。

实施例

实施例1

在5分频SHEPWM切换至3分频SHEPWM过程中，如图7所示，其中点画线为切换时刻5分频SHEPWM开关序列对应的优化磁链轨迹，虚线为切换时刻3分频SHEPWM开关序列对应的优化磁链轨迹，通过对切换前后的开关序列进行电压波形重构，从而得出切换前后的优化磁链轨迹。

具体地，切换瞬间实际定子磁链轨迹如下所示：

工况变化后，定子磁链矢量表达式如下所示：

期望定子磁链轨迹可通过下式表达：

对切换前后磁链轨迹误差进行补偿，通过下式：

可获得α轴磁链误差分量dψ_α(t)为0.1417Wb，β轴磁链误差分量dψ_β(t)为-0.011Wb,两者符号相异，因此同时调整B相和A相开关时刻来消除dψ_α(t)和dψ_β(t)。

依据各相开关时刻调整对α、β轴磁链的影响，建立磁链误差修正原则，根据原则3，当α轴磁链误差分量dψ_α(t)与β轴磁链误差分量dψ_β(t)正负相异时，同时调整B相和A相开关序列来消除dψ_α(t)和dψ_β(t)，则各相开关时刻补偿时间如下所示：

其中U_dc为540V，切换后A相开关序列和B相开关序列均为从由高电平跳变至低电平(s＝1)，因此可计算出具体开关时刻修正大小为Δt_a为-0.00038s，而Δt_b为0.000035s，依据补偿大小对更新开关序列，并生成PWM脉冲控制逆变器。

对定子磁链施加补偿，实施切换后一个基波周期的磁链轨迹如图8中实线所示，切换完成后实际磁链轨迹与优化磁链轨迹之间基本不存在偏差，磁链轨迹中心基本无偏移。如图10中线电压、定子电流和转矩波形所示，电流冲击与转矩波动均较小，施加磁链补偿的切换方式，实现了不同调制模式之间的平滑过渡。

对比例1

在5分频SHEPWM切换至3分频SHEPWM过程中，在基波相位为155°时进行切换，未根据磁链误差实施补偿时，其切换后一个基波周期的磁链轨迹如图7中所示，其中点画线为切换前5分频SHEPWM开关序列对应的优化磁链轨迹1，虚线为切换后3分频SHEPWM开关序列对应的优化磁链轨迹2，实线为切换后一个基波周期的实际磁链轨迹。图中切换点A位于优化磁链轨迹1上，优化磁链轨迹2中与A点基波相位相同的点为点B，两者存在明显的磁链误差；且切换后实际磁链轨迹与优化磁链轨迹之间存在较大偏差，磁链轨迹中心偏移较为严重。

图9为未根据磁链误差实施补偿时，电机的线电压、定子电流和转矩波形，电流波形出现较为明显的脉冲，转矩波形出现明显的冲击，磁链轨迹的偏差导致电机出现较大的电流冲击和转矩脉动。

以上结合优选实施方式和范例性实例对本发明进行了详细说明。不过需要声明的是，这些具体实施方式仅是对本发明的阐述性解释，并不对本发明的保护范围构成任何限制。在不超出本发明精神和保护范围的情况下，可以对本发明技术内容及其实施方式进行各种改进、等价替换或修饰，这些均落入本发明的保护范围内。本发明的保护范围以所附权利要求为准。