一种新能源汽车用永磁同步电机的电流谐波优化方法
阅读说明：本技术 一种新能源汽车用永磁同步电机的电流谐波优化方法 (Current harmonic optimization method of permanent magnet synchronous motor for new energy automobile ) 是由 翟国建 魏勇 王俊 于 2020-12-29 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种新能源汽车用永磁同步电机的电流谐波优化方法,其中控制方法包括：获取永磁同步电机的三相电流,提取定子高次谐波电流；根据得到的定子高次谐波电流构建谐波电流调节器；对谐波电流调节器输出的谐波电压进行变换；将谐波电压信号与基波电压进行叠加,送入SVPWM三相调制参考电压中；该方法能解决现有技术中谐波电流抑制效果差、运算量大的问题。(The invention discloses a current harmonic optimization method of a permanent magnet synchronous motor for a new energy automobile, wherein the control method comprises the following steps: acquiring three-phase current of the permanent magnet synchronous motor, and extracting stator higher harmonic current; constructing a harmonic current regulator according to the obtained stator higher harmonic current; converting the harmonic voltage output by the harmonic current regulator; superposing the harmonic voltage signal and fundamental voltage, and sending the superposed harmonic voltage signal and fundamental voltage into SVPWM three-phase modulation reference voltage; the method can solve the problems of poor harmonic current suppression effect and large calculation amount in the prior art.)
技术领域
本发明涉及汽车制造技术领域，特别涉及一种新能源汽车用永磁同步电机的电流谐波优化方法。
背景技术
永磁同步电机由于具有功率密度高、转动惯量低、效率高等优点而被更多地应用于高性能运动控制的应用场合，如航空航天、精密机床、机器人直接驱动以及近来发展非常迅速的电动汽车领域等。
高次谐波电流分量会导致转矩脉动，引起整个系统的可靠性、稳定性和效率大大降低。同时，会导致永磁同步电机的定子绕组和铁芯中产生附加的铜耗和铁耗，引起电机温度升高。此外，高次谐波电流还会增大电机噪声。对于抑制谐波电流，国内外专家学者做了大量的研究工作，并提出了各种方法。比如，重复控制可以对电机电流频率的整数倍电流谐波进行抑制，从而改善转矩脉动。然而，传统的重复控制算法复杂，且需占用大量的存储空间。有专家学者又相继提出了一些改进的重复控制算法，在特定频率上采用了傅里叶分析和信号重构的方法，能大大简化算法，同时避免了使用多余的存储空间。但是这些方法在系统稳定性方面不够，且没有考虑电机高速运行情况下开关频率对重复控制的影响，当电机运行速度提高时，其谐波抑制效果有限。
本发明提供了一种新能源汽车用永磁同步电机的电流谐波优化方法中，对谐波电流调节器中的PI调节器根据转速进行积分抗饱和，降低控制算法运算难度，也提升了谐波抑制效果。
发明内容
本发明的目的在于提供了一种新能源汽车用永磁同步电机的电流谐波优化方法，采用谐波电流调节转化后的谐波电压和基波电压叠加，并对PI调节器进行积分抗饱和的方法，以解决现有技术中谐波电流抑制效果差、运算量大的问题。
本发明提供了一种新能源汽车用永磁同步电机的电流谐波优化方法，包括如下步骤：
步骤1：获取永磁同步电机的三相电流，提取定子高次谐波电流；
步骤2：根据得到的定子高次谐波电流构建谐波电流调节器；
步骤3：对谐波电流调节器输出的谐波电压进行变换；
步骤4：将谐波电压信号与基波电压进行叠加，送入SVPWM三相调制参考电压中。
可选的，所述步骤1中提取定子高次谐波电流的具体确定方法为：
将三相电流iabc通过坐标变换，分别变换到5次、7次dq坐标系下，再通过低通滤波实现对5次、7次谐波电流的提取，分别得到谐波在dq坐标系下的电流幅值。
可选的，所述将三相电流iabc通过坐标变换，分别变换到5次、7次dq坐标系下的具体计算方法为：
其中：i5th-dq0为变换到5次dq坐标系下的电流，i7th-dq0为变换到7次dq坐标系下的电流，为基波dq坐标系到5次谐波dq坐标系变换矩阵，为基波dq坐标系到7次谐波dq坐标系变换矩阵，P为Park变换的变换矩阵，iabc为三相电流，θ为dq坐标系中d轴与三相静止坐标系中a轴的相对角度。
可选的，所述通过低通滤波实现对5次、7次谐波电流提取的具体计算方法为：
i5th-d＝Kai5th-d *×(1-Ka)i5th-d′
i5th-q＝Kbi5th-q *×(1-Kb)i5th-q′
i7th-d＝Kai7th-d *×(1-Ka)i7th-d′
i7th-q＝Kbi7th-q *×(1-Kb)i7th-q′
其中，i5th-d、i5th-q、i7th-d、i7th-q分别为低通滤波提取后的5次谐波d轴电流、5次谐波q轴电流、7次谐波d轴电流、7次谐波q轴电流；i5th-d *、i5th-q *、i7th-d *、i7th-q *分别为低通滤波前采样的5次谐波d轴电流、5次谐波q轴电流、7次谐波d轴电流、7次谐波q轴电流；i5th-d′、i5th-q′、i7th-d′、i7th-q′分别为上一次低通滤波处理后的5次谐波d轴电流、5次谐波q轴电流、7次谐波d轴电流、7次谐波q轴电流；Ka为d轴电流的滤波系数，取值范围为0.01～0.02；Kb为q轴电流的滤波系数，取值范围为0.02～0.03。
可选的，所述步骤2中构建谐波电流调节器的具体方法为：
将提取到的5次、7次谐波电流分量分别经过PI调节器后，进行交叉耦合，再引入旋转坐标系下的稳态电压方程进行前馈补偿，可以得到对应的谐波电压补偿信号；
u5th-d＝Wpi(i5th-d)+Wpi(i5th-q)·f5th-q(Ld,Lq)+u5th-d-ss
u5th-q＝Wpi(i5th-q)+Wpi(i5th-d)·f5th-d(Ld,Lq)+u5th-q-ss
u7th-d＝Wpi(i7th-d)+Wpi(i7th-q)·f7th-q(Ld,Lq)+u7th-d-ss
u7th-q＝Wpi(i7th-q)+Wpi(i7th-d)·f7th-d(Ld,Lq)+u7th-q-ss
其中：u5th-d、u5th-q、u7th-d、u7th-q分别为谐波电流调节器调节后在dq坐标系下的5次谐波d轴电压、5次谐波q轴电压、7次谐波d轴电压、7次谐波q轴电压；Wpi(i5th-d)、Wpi(i5th-q)、Wpi(i7th-d)、Wpi(i7th-q)分别为5次、7次谐波电流经过PI调节器后的转换5次谐波d轴电压、转换5次谐波q轴电压、转换7次谐波d轴电压、转换7次谐波q轴电压；f5th-d(Ld,Lq)、f5th-q(Ld,Lq)、f7th-d(Ld,Lq)、f7th-q(Ld,Lq)分别5次谐波d轴电流，5次谐波q轴电流，7次谐波d轴电流，7次谐波q轴电流的交叉耦合项；u5th-d-ss、u5th-q-ss、u7th-d-ss、u7th-d-ss分别为5次谐波稳态d轴电压、5次谐波稳态q轴电压、7次谐波稳态d轴电压、7次谐波稳态q轴电压。
可选的，PI调节器具体为一种引入转速作为积分抗饱和的参考的PI调节器，其具体计算方法为：
其中：e为PI调节器的输入量，t为积分时间，Kp为PI调节器的比例放大系数，KI为PI调节器的积分系数，KL积分抗饱和系数，其具体设定方法为：
其中：ω为角速度，ω0为永磁同步电机的额定角速度。
可选的，所述交叉耦合项函数具体为：
f5th-q(Ld,Lq)＝-5ωLd-6ωLq
f5th-d(Ld,Lq)＝5ωLd+6ωLq
f7th-q(Ld,Lq)＝-7ωLd-6ωLq
f7th-d(Ld,Lq)＝7ωLd+6ωLq
其中：Ld为dq坐标系下的d轴电感，Lq为dq坐标系下的q轴电感。
可选的，所述谐波稳态电压方程的具体计算方法为：
u5th-d-ss＝Rsid-5ωLqi5th-q
u5th-q-ss＝Rsi5th-q+5ωLdi5th-d
u7th-d-ss＝Rsid-7ωLqi7th-q
u7th-q-ss＝Rsi7th-q+7ωLdi7th-d
其中：Rs为永磁同步电机的相电阻。
可选的，所述步骤3中对谐波电流调节器输出的谐波电压进行变换的具体计算方法为：
其中：为变换到αβ坐标系下的α轴输出谐波电压，为变换到αβ坐标系下的β轴输出谐波电压，为dq坐标系到αβ坐标系变换矩阵。
可选的，所述步骤4中将谐波电压信号与基波电压进行叠加的具体计算方法为：
其中：uα为在αβ坐标系下的α轴输出完全抑制谐波总参考电压，uβ为在αβ坐标系下的β轴输出完全抑制谐波总参考电压，为变换到αβ坐标系下的α轴输出基波电压，为变换到αβ坐标系下的β轴输出基波电压。
本发明提供了一种新能源汽车用永磁同步电机的电流谐波优化系统，包括：三相电流获取模块，高次谐波电流提取模块，谐波电流调节模块，基波电压计算模块，谐波电压计算模块，SVPWM调节模块；
所述三相电流获取模块与所述高次谐波电流提取模块相连，用于通过三相电流提取出dq坐标系下5次、7次谐波的电流幅值；
所述三相电流获取模块与所述基波电压计算模块相连，用于得到αβ坐标系下的基波电压；
所述高次谐波电流提取模块与所述谐波电流调节模块相连，用于得到谐波电压补偿信号；
所述谐波电流调节模块与所述谐波电压计算模块相连，用于将处理后的dq坐标系下的谐波电压补偿信号转换到αβ坐标系下；
所述基波电压计算模块与谐波电压计算模块叠加后与所述SVPWM调节模块相连，用于计算出电流谐波完全抑制所需要的总参考电压信号。
可选的，所述谐波电流调节模块包括：稳态电压方程模块，PI调节模块，交叉耦合计算模块；
所述PI调节模块与所述交叉耦合计算模块相连，用于得到准确的谐波电压补偿量；
所述稳态电压方程模块与所述交叉耦合计算模块进行叠加相连，用于提高控制器动态响应和精度。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、本发明采用以谐波电流调节转化后的谐波电压和基波电压叠加并作为SVPWM调制输入的方法，能解决更加有效地抑制谐波电流。
2、本发明采用PI调节、积分抗饱和、电压参考的综合方法，提供了高次谐波转化的精度。积分抗饱和也降低了运算的工作量和重复控制。
附图说明
通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征和优点，附图是示意性的而不应理解为对本发明进行任何限制，在附图中：
图1示出了本发明一种新能源汽车用永磁同步电机的电流谐波优化方法的总流程图。
图2示出了本发明一种新能源汽车用永磁同步电机的电流谐波优化系统图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明提供了一种新能源汽车用永磁同步电机的电流谐波优化方法，如图1所示，包括如下步骤：
步骤S1：获取永磁同步电机的三相电流，提取定子高次谐波电流；
步骤S2：根据得到的定子高次谐波电流构建谐波电流调节器；
步骤S3：对谐波电流调节器输出的谐波电压进行变换；
步骤S4：将谐波电压信号与基波电压进行叠加，送入SVPWM三相调制参考电压中。
可选的，步骤S1中提取定子高次谐波电流的具体确定方法为：
将三相电流iabc通过坐标变换，分别变换到5次、7次dq坐标系下，再通过低通滤波实现对5次、7次谐波电流的提取，分别得到谐波在dq坐标系下的电流幅值。
可选的，将三相电流iabc通过坐标变换，分别变换到5次、7次dq坐标系下的具体计算方法为：
其中：i5th-dq0为变换到5次dq坐标系下的电流，i7th-dq0为变换到7次dq坐标系下的电流，为基波dq坐标系到5次谐波dq坐标系变换矩阵，为基波dq坐标系到7次谐波dq坐标系变换矩阵，P为Park变换的变换矩阵，iabc为三相电流，θ为dq坐标系中d轴与三相静止坐标系中a轴的相对角度。
可选的，通过低通滤波实现对5次、7次谐波电流提取的具体计算方法为：
i5th-d＝Kai5th-d *×(1-Ka)i5th-d′
i5th-q＝Kbi5th-q *×(1-Kb)i5th-q′
i7th-d＝Kai7th-d *×(1-Ka)i7th-d′
i7th-q＝Kbi7th-q *×(1-Kb)i7th-q′
其中，i5th-d、i5th-q、i7th-d、i7th-q分别为低通滤波提取后的5次谐波d轴电流、5次谐波q轴电流、7次谐波d轴电流、7次谐波q轴电流；i5th-d *、i5th-q *、i7th-d *、i7th-q *分别为低通滤波前采样的5次谐波d轴电流、5次谐波q轴电流、7次谐波d轴电流、7次谐波q轴电流；i5th-d′、i5th-q′、i7th-d′、i7th-q′分别为上一次低通滤波处理后的5次谐波d轴电流、5次谐波q轴电流、7次谐波d轴电流、7次谐波q轴电流；Ka为d轴电流的滤波系数，取值范围为0.01～0.02；Kb为q轴电流的滤波系数，取值范围为0.02～0.03。
可选的，步骤S2中构建谐波电流调节器的具体方法为：
将提取到的5次、7次谐波电流分量分别经过PI调节器后，进行交叉耦合，再引入旋转坐标系下的稳态电压方程进行前馈补偿，可以得到对应的谐波电压补偿信号；
u5th-d＝Wpi(i5th-d)+Wpi(i5th-q)·f5th-q(Ld,Lq)+u5th-d-ss
u5th-q＝Wpi(i5th-q)+Wpi(i5th-d)·f5th-d(Ld,Lq)+u5th-q-ss
u7th-d＝Wpi(i7th-d)+Wpi(i7th-q)·f7th-q(Ld,Lq)+u7th-d-ss
u7th-q＝Wpi(i7th-q)+Wpi(i7th-d)·f7th-d(Ld,Lq)+u7th-q-ss
其中：u5th-d、u5th-q、u7th-d、u7th-q分别为谐波电流调节器调节后在dq坐标系下的5次谐波d轴电压、5次谐波q轴电压、7次谐波d轴电压、7次谐波q轴电压；Wpi(i5th-d)、Wpi(i5th-q)、Wpi(i7th-d)、Wpi(i7th-q)分别为5次、7次谐波电流经过PI调节器后的转换5次谐波d轴电压、转换5次谐波q轴电压、转换7次谐波d轴电压、转换7次谐波q轴电压；f5th-d(Ld,Lq)、f5th-q(Ld,Lq)、f7th-d(Ld,Lq)、f7th-q(Ld,Lq)分别5次谐波d轴电流，5次谐波q轴电流，7次谐波d轴电流，7次谐波q轴电流的交叉耦合项；u5th-d-ss、u5th-q-ss、u7th-d-ss、u7th-d-ss分别为5次谐波稳态d轴电压、5次谐波稳态q轴电压、7次谐波稳态d轴电压、7次谐波稳态q轴电压。
可选的，PI调节器具体为一种引入转速作为积分抗饱和的参考的PI调节器，其具体计算方法为：
其中：e为PI调节器的输入量，t为积分时间，Kp为PI调节器的比例放大系数，KI为PI调节器的积分系数，KL积分抗饱和系数，其具体设定方法为：
其中：ω为角速度，ω0为永磁同步电机的额定角速度。
可选的，交叉耦合项函数具体为：
f5th-q(Ld,Lq)＝-5ωLd-6ωLq
f5th-d(Ld,Lq)＝5ωLd+6ωLq
f7th-q(Ld,Lq)＝-7ωLd-6ωLq
f7th-d(Ld,Lq)＝7ωLd+6ωLq
其中：Ld为dq坐标系下的d轴电感，Lq为dq坐标系下的q轴电感。
可选的，谐波稳态电压方程的具体计算方法为：
u5th-d-ss＝Rsid-5ωLqi5th-q
u5th-q-ss＝Rsi5th-q+5ωLdi5th-d
u7th-d-ss＝Rsid-7ωLqi7th-q
u7th-q-ss＝Rsi7th-q+7ωLdi7th-d
其中：Rs为永磁同步电机的相电阻。
可选的，步骤S3中对谐波电流调节器输出的谐波电压进行变换的具体计算方法为：
其中：为变换到αβ坐标系下的α轴输出谐波电压，为变换到αβ坐标系下的β轴输出谐波电压，为dq坐标系到αβ坐标系变换矩阵。
可选的，步骤S4中将谐波电压信号与基波电压进行叠加的具体计算方法为：
其中：uα为在αβ坐标系下的α轴输出完全抑制谐波总参考电压，uβ为在αβ坐标系下的β轴输出完全抑制谐波总参考电压，为变换到αβ坐标系下的α轴输出基波电压，为变换到αβ坐标系下的β轴输出基波电压。
本发明提供了一种新能源汽车用永磁同步电机的电流谐波优化系统，包括：三相电流获取模块51，高次谐波电流提取模块52，谐波电流调节模块53，基波电压计算模块54，谐波电压计算模块55，SVPWM调节模块56；
三相电流获取模块51与高次谐波电流提取模块52相连，用于通过三相电流提取出dq坐标系下5次、7次谐波的电流幅值；
三相电流获取模块51与基波电压计算模块54相连，用于得到αβ坐标系下的基波电压；
高次谐波电流提取模块52与谐波电流调节模块53相连，用于得到谐波电压补偿信号；
谐波电流调节模块53与谐波电压计算模块55相连，用于将处理后的dq坐标系下的谐波电压补偿信号转换到αβ坐标系下；
基波电压计算模块54与谐波电压计算模块55叠加后与SVPWM调节模块56相连，用于计算出电流谐波完全抑制所需要的总参考电压信号。
可选的，谐波电流调节模块53包括：稳态电压方程模块53-1，PI调节模块53-2，交叉耦合计算模块53-3；
PI调节模块53-2与交叉耦合计算模块53-3相连，用于得到准确的谐波电压补偿量；
稳态电压方程模块53-1与交叉耦合计算模块53-3进行叠加相连，用于提高控制器动态响应和精度。
尽管本发明的实施方案已公开如上，但其并不仅仅限于说明书和实施方式中所列运用，它完全可以被适用于各种适合本发明的领域，对于熟悉本领域的人员而言，可容易的实现另外的修改，因此在不背离权利要求及等同范围所限定的一般概念下，本发明并不限于特定的细节和这里示出与描述的图例。