具体实施方式

为使本发明解决的技术问题、采用的技术方案和达到的技术效果更加清楚， 下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所 描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说 明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部内容。

针对三相电网电压含有谐波及直流偏移的情况下传统软件锁相环滤波环节 抗干扰能力不足且动态调整时间过长的问题，提出一种基于复合型滤波器的电 网同步软件锁相环。

本发明的实现原理：

该基于复合型滤波器的电网同步软件锁相环由三相电网电压的克拉克变换 单元、复合型滤波器、比例控制器k_p、积分环节1/s组成。

三相电网电压v_abc接入坐标变换单元的输入端，克拉克变换单元的输出端与 复合型滤波器的输入端相连，复合型滤波器的输出端与反正切运算单元的输入 端相连，反正切运算单元的输出端连接在比例分控制器k_p的输入端，比例控制 器k_p的输出信号与固有频率ω_ff相加后输入积分环节1/s的输入端，积分环节1/s 的输出端输出相位估计值积分环节1/s的输出端与坐标变换单元的输入端相 连，积分环节1/s的输出端与反正切运算单元的输出端相加输出锁相结果

当在不平衡负载条件下工作时，传统的同步参考坐标系软件锁相环 (SRF-PLL)会遭受双频振荡。此外，当电网电压被谐波污染时，简单的SRF-PLL 不足以精确地跟踪电网系统中基波电压的相位，因此需要对其环路滤波环节进 行改进。可通过在SRF-PLL控制外环(即αβ坐标系下)引入双多阶广义积分器， 在SRF-PLL控制内环(即dq坐标系下)引入滑动平均滤波器构成由双多阶广义 积分器和滑动平均滤波器组成的复合型滤波器，达到电网电压不平衡和混入各 次谐波和直流偏移电压时正确跟踪电网电压相位的目的，具体实现步骤如下：

1)多阶广义积分器实现

为了在电网受干扰时准确地得到电网基波正序分量的幅值和频率信息，需 要解决基波负序电压和直流偏移电压对锁相环的影响。为此，本发明提出了可 同时滤除基频负序电压分量和直流偏移分量的多阶广义器(MOGI)信号处理模 块，其结构如图1所示；

由图1可得MOGI的传递函数表达式为：

G_a(s)和G_b(s)的波特图示如图2所示，其中k取1.414。从如图2可以观察到， G_a(s)可视为一个带通滤波器，G_a(s)在0Hz处的增益值分别<-50dB，因而G_a(s) 可消除0Hz处的直流偏移分量。此外G_b(s)也可视为一个高通滤波器，G_b(s)在0Hz 处的增益值分别<-100dB，因而G_b(s)也可消除0Hz处的直流偏移分量。但由于 作为高通滤波器的G_b(s)在高频处对谐波的抑制能力不足，从而导致MOGI的滤 波性能不足，需要考虑增加额外的高频滤波器克服这一问题。另外，在基频附 近G_a(s)和G_b(s)的相位差90°，因此需要增加90°的相位补偿环节；

此外，根据公式(1)和(2)，G_a(s)和G_b(s)的分子分别具有两个零点和三个零点， 这意味着G_a(s)和G_b(s)的传递函数可以滤除0Hz处的直流偏移分量，同样可以说 明MOGI具有消除直流偏移干扰的能力。

2)双改进级联型二阶自适应陷波器实现

在三相锁相环并网同步应用中，由于电网电压基波负序电压会影响锁相环 的相位估计，进而造成锁相精度变差，因而需要准确提取基波正序电压的同时 滤除基波负序电压。为达到这一目的，我们采用2个MOGI组成DMOGI，其结 构图3所示；

根据图3可以得到

其中v_α，v_β分别为输入信号的α轴分量和β轴分量，和分别为含有基波 正序电压分量的输出信号的α轴分量和β轴分量。其中为了提取基波正序分量， 可以通过在αβ坐标系下使用了对称分量方法，其实现方式为图3中对应的基波 正序计算器结构；

复变滤波器的方法是分析三相锁相环αβ坐标系下下滤波器的主要方法之一， 对DMOGI滤波器传递函数的分析同样可以采用这种方法。复变滤波器表现形式 如图4所示，根据图4可得其传递函数H(s)表示为如下的形式

H(s)＝H^Re(s)+jH^Im(s) (4)

其中，H^Re(s)和H^Im(s)分别是H(s)的实部和虚部；

则结合图3和图4，可得到DMOGI的传递函数的实部和虚部数学表达式分 别为

根据公式(4)，可得到αβ坐标系下的DHOGI滤波环节的传递函数数学表达 式为：

观察公式(7)可以发现，DMOGI(s)的传递函数在分子上存在一个零点在 上，同时存在另一个零点在s＝0上，这说明DMOGI(s)可以有效抑制在αβ 坐标系下处对应的电网电压的基波负序分量和0Hz直流偏移分量；

根据公式(7)，绘制出DMOGI(s)的波特图如图5所示。观察图5可知，在αβ 坐标系下，DMOGI(s)在-50Hz处的放大倍数值为-∞，0Hz处的放大倍数值也为 -∞，说明电网电压中的基波负序分量和直流偏移分量都可以被DMOGI(s)抑制。 在50Hz处DMOGI(s)放大倍数为0，对应相位为-90°，这意味着DMOGI(s)需要 进行90°相位补偿来修正相位估计，进而实现完整提取基波正序分量的任务。

3)MAF滤波器实现

dq坐标系下的环内滑动平均滤波器(MAF)的时域形式为：

其中x(τ)为需滤波的信号，T_w为时间窗长，为滤波后的信号。公式(8) 对应的频域传递函数为

T_w设置为0.0033s时绘制出MAF(s)的波特图如图6所示，由图6可知MAF 可以滤除dq坐标系下除-100Hz及-50Hz以外的谐波，即±300Hz，±600Hz，±900Hz 等频率的谐波。

4)基于复合型滤波器的电网同步软件锁相环实现

由于单独的DMOGI无法消除三相电网输入谐波干扰的影响，进而容易造成 软件锁相环输出的相角误差。为解决该问题，本发明将DMOGI与MAF组合成 一种新型的混合坐标系复合型滤波器，并将该滤波器应用于到SRF-PLL的结构 内部，形成一种新的三相并网软件锁相环，其结构如图7所示；

由图7所示，本发明提出的DMOGI负责在锁相环外环消除基波负序电压分 量和直流偏移分量，MAF负责在锁相环内环消除-5th,+7th,-11th,+13th…等谐 波分量；

当DMOGI需要转换锁相环内环应用时，需将DMOGI变换到dq坐标系下 以实现dqDMOGI，dqDMOGI的传递函数可以通过代替DMOGI(s)中的s 来获得，即

则由DMOGI与MAF组成的复合型滤波器的在dq坐标系下的传递函数数 学表达式为

根据公式(11)，图8为本发明所提出的复合型滤波器的波特图。可以发现， 复合型滤波器H(s)能够完全滤除电网三相电压中基波负序分量、直流偏移分量 及-5th,+7th,-11th,+13th等主要谐波电压。同时需要在锁相环后端加入90°相位 补偿，从而准确提取基波正序分量信息；

至此，完成基于复合型滤波器的电网同步软件锁相环的结构设计。

以下为具体实施案例：

为了验证本发明所提出的软件锁相环的性能，采用MATLAB/Simulink软件 分别进行了相位突变、频率突变、直流突然注入和电压畸变这四种故障下的仿 真对比实验。仿真中电网频率为50Hz，三相电压幅度归一化为1p.u，采样频率 为10kHz。实验对比对象为传统的具有直流偏移消除功能的基于陷波器的锁相环 (NF-PLL)和基于滑动平均滤波器的锁相环(MAF-PLL)，本发明的比例控制 器k_p取值43。仿真中电网频率为50Hz，三相电压幅度归一化为1p.u，采样频率 为10kHz。

具体实施效果为：

图9和图10分别是本发明实施例中电网电压发生相位30°相位跳变和发生 +3Hz频率跳变时的相位估计图，从图9和图10中可以看出，本发明所提出的 锁相环在发生跳变后较快的恢复了对电网相位的准确估计，相位估计误差减小 到零。而NF-PLL和MAF-PLL两种方法的相位估计过程都慢于本发明所提出的 锁相环，说明本发明提出的方法具有更快的动态响应速度。

图11是本发明实施例中电网电压发生直流偏移电压混入时的相位估计图， 混入直流偏移电压的时间发生在0.16s，从图11中可以看出，当直流偏移突然注 入到三相电压后，三种锁相环的相位估计误差和频率估计值都出现了波动。以 频率发生偏移小于0.2Hz为标准，本发明提出的锁相环在最短的时间内恢复了相 位的准确跟踪，而另外两种PLL的恢复速度较慢。

图12为本发明实施例中电网电压发生电压畸变时的相位估计图，注入的基 波负序电压为0.1p.u，注入的-5，+7，-11，+13次谐波电压为0.1p.u.,0.05p.u.,0.05p.u. 和0.05p.u.，在注入谐波的同时电网发生了+45°的相位突变。从图12中可以看 出，本发明提出的软件锁相环在电网发生畸变时，频率和相位估计曲线都很平 滑，即没有受到谐波的影响，说明他们具有滤除谐波的功能。NF-PLL由于不具 有谐波消除功能，其波形出现了较大的振荡，会严重影响锁相精度。因此，当 电网频率发生持续的变化时，本发明所提出的软件锁相环的锁相精度更高。

通过图9-图12的对比，可以看出本发明提出的基于复合型滤波器的电网同 步软件锁相环在动态收敛速度和滤波性能方面都表现出良好的特性，可在电网 电压发生畸变和混入直流偏移电压的情况下，快速准确地实现锁相功能，完全 适用于各类复杂电网工况下的电网同步应用。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其进行 限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人 员应当理解：其依然可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而这些 修改或者等同替换亦不能使修改后的技术方案脱离本发明技术方案的精神和范 围。