具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

作为本发明的某一具体实施方式，如图1所示，本发明一种低压高频单相逆变电源，包括有源钳位电路模块、全桥逆变模块、LC滤波器、有源钳位电路控制器和全桥逆变控制器，有源钳位电路模块的输入端作为单相逆变电源的输入端，有源钳位电路模块的输出端与全桥逆变模块的输入端连接，全桥逆变模块的输出端与LC滤波器的输入端连接，LC滤波器的输出端作为单相逆变电源的输出端。

本发明中，有源钳位电路控制器采用基于TI LM5026的模拟电流PWM控制器，将输入电压从22V-29V升压到42V-55V，有源钳位电路模块的输出电压采用开环控制，输入电压前馈控制，与已有的闭环控制不同，有源钳位电路模块的输出电压是通过设计合适的占空比和变压器匝数来控制，加入基于TL431的反馈主要是过压保护，当输出电压超过55V即关闭PWM控制器输出。这个设计的目的是将有源钳位控制环路和逆变电路的控制实现解耦，尽可能减小有源钳位的闭环控制对后级逆变的影响。如图2所示为有源钳位电路模块(有源钳位DC-DC变换器)的开环控制输出电压仿真波形，输入为24V，输出48V。

本发明中，全桥逆变控制器采用基于MicrochipdsPIC33的控制器。LC滤波器为2级LC滤波器。

逆变电路采用全桥结构+LC滤波器，可采用单极性SPWM正弦波PWM调制算法分别控制2个桥臂的输出，分别通过对称的2级LC滤波器实现L和N的输出，最后差分输出26Vrms1KHz的正弦波。单极性SPWM正弦波PWM调制算法的框图如图3所示。

图4为基于Simetrix搭建的全桥逆变SPWM控制的仿真波形，设计输入Vdc＝48V，输出Vac＝26Vrms 1KHz，仿真结果为Vsin＝26.09，fsin＝1KHz，Vthd＝1.01％。

有源钳位电路控制器与有源钳位电路模块连接，有源钳位电路控制器用于控制有源钳位电路模块的输出电压恒定，具体的说，有源钳位电路控制器采样有源钳位电路模块的输出电压，然后根据采样的有源钳位电路模块的输出电压生成有源钳位电路模块的控制信号，最后根据生成的有源钳位电路模块的控制信号控制有源钳位电路模块的输出电压恒定。

全桥逆变控制器用于采用余弦波移相控制算法将全桥逆变控制器输入的直流电转换为输出的交流电，具体的说，余弦波移相控制算法的表达式如下：

式中：Duty为逆变桥驱动占空比；m为调制度。

余弦波移相控制算法即CPWM-cosine PWM算法，其基本思想是将SPWM的正弦参考波形，用余弦表示，并设定初始相位，幅值不变；载波为设定频率的三角波，通过改变初始设定的相位实现输出幅值的调制。CPWM-cosine PWM算法(简称CPWM算法)框图如图5所示。

余弦波移相控制算法(CPWM-cosine PWM算法)的数学推导过程如下：

L和N单桥臂波形用余弦表示：

令：

则：V_{AC_L}-V_{AC_N}＝V_bus·m·M·sin(ωt)

式中：V_{AC_L}为逆变电源单相输出L线；V_{AC_N}为逆变电源单相输出N线；V_bus为逆变电路的直流输入；m为条制度；M＝sin为公式中的定义，即初始相角phi的正弦值。

输出正弦波峰值用Vinv.peak表示，则初始相位的计算表达式为：

式中：Vinv.peak＝√2*(V_{AC_L}-V_{AC_N})

下面举例说明CPWM算法的先进性，全桥逆变桥臂的4个mos驱动是用单片机或DSP的DPWM-数字PWM实现，具体方法是逐个周期计算占空比，每个正弦波周期按时间等分为k个间隔，每个间隔计算占空比，根据等面积算法，第i个占空比为：

其中：t_i、t_i+1为第i、i+1等份对应的时间。

通过调节占空比Duty来稳定输出电压幅值，即改变上式中的m，但是占空比计算以及计算后产生的量化误差可能会影响输出正弦波的质量。如果m不变，则k个Duty都是常量，可以将提前计算占空比的值保存在EPROM中，通过查表-Lookup table调用。

输入Vin＝48V，采用图3所示SPWM算法，m＝0.766，输出电压为26Vrms 1KHz；当输入电压Vin增加到52V，则m＝0.707，需要重新实时计算占空比，造成微处理器计算负荷和产生计算误差。

若采用本发明提出的CPWM算法，输入为48V时，原调制比m＝0.766不变，相位设定为90°。当输入电压为52V，调制比m保持不变，此时的相位改变为arcsin(48/52*180/pi)＝67°，则输出电压仍为要求的26Vrms 1KHz，且Vthd＝1％<3％。本发明提出的CPWM算法的好处是当输入电压增大时，只需按照如上推导计算并改变参考波形的初始相位为计算值，不用更新之前计算的占空比，仍然采用查表法，即可调制出满足要求的正弦波。

CPWM算法与SPWM算法相比，CPWM算法减小微处理器的计算负荷，提升微处理器的效率，通过调节参考波形的初始相位即可满足输出幅值和Vthd的要求。

图6为基于Simplis的CPWM算法的仿真波形。输入Vin＝52V，m＝0.766，输出Vinv.rms＝26V，finv＝999Hz，Vthd＝1.19％。

本发明综合考虑电路拓扑的优缺点，最终采用前端有源钳位提升直流隔离的效率，并提升直流母线电压为48V-55V，后级采用全桥逆变拓扑，通过每个桥臂分别生成调制的L和N波形，差分输出所要求的正弦波。

本发明的解决方案是针对小功率低压输出的高频逆变器，如26Vrms 1KHz的正弦波电源，主要应用于特殊应用的领域，如军工电源。

本发明优化电源拓扑结构，采用先进的控制方法提升整体效率，并减小VTHD，计算和仿真结果表明能满足客户最新的性能指标要求。

本发明提出低压高频逆变器的优化拓扑结构，有源钳位升压电路采用开环控制，全桥逆变采用新颖的CPWM-余弦波相位调制算法(即CPWM算法)，通过调整参考波的初始相位来调制输出正弦波的幅值，减小微处理器的计算负载，幅值和频率以及Vthd不仅满足客户更高的要求，而且有更好的性能表现。

根据客户对现有低压逆变器产品提出新的要求，如电压总谐波畸变率VTHD<3％，效率提升，体积减小等，对产品的设计要求提出更大的挑战。本发明解决的技术问题有：

①优化电源的拓扑结构，采用有源钳位升压电路将输入直流电压22V-29V升压到48V以上。

②采用全桥逆变的主电路以及2级LC滤波电路，产生低Vthd的26Vrms正弦波形，频率为1KHz。

③提出基于SPWM调制新的逆变控制算法(即CPWM算法)，分别控制2个桥臂的L和N输出，最后差分输出L-N的高频正弦波。

最后应说明的是：以上所述实施例，仅为本发明的具体实施方式，用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，本发明的保护范围并不局限于此，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。