具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

图1为本发明交流-直流转换电路的电路框图，所述交流-直流转换电路包括：整流电路1、第一DC-DC转换模块2和第二DC-DC转换模块3，所述整流电路1用于接收输入交流电压Vin1，并将所述输入交流电压Vin1转换为输入直流电压Vin输出；所述第一DC-DC转换模块2的输入端耦接所述整流电路1的输出端，其输出端耦接第二DC-DC转换模块3的输入端，通过控制所述第一DC-DC转换模块2的工作状态以进行功率因数校正；所述第二DC-DC转换模块3输出端耦接负载，以生成第一输出信号从而驱动负载；其中，所述第一DC-DC转换模块2包括一个多电平直流-直流变换器或N个输入端串联的第一类型的功率变换器，控制所述第一DC-DC转换模块2中多个功率开关同时导通，从而降低第一DC-DC转换模块2中每个功率开关的耐压，所述N大于1。

进一步地，所述第一DC-DC转换模块2被配置为N个输入端串联的第一类型的功率变换器。优选的，所述第一类型的功率变换器为非隔离型DC-DC变换器。

所述整流电路1将输入源输入的输入交流电压Vin1转换为输入直流电压Vin，即将交流电转换为直流电，可以采用现有的整流电路来实现，例如半桥整流电路或全桥整流电路。优选的，输入直流电压Vin为输入交流电压Vin1的绝对值。

进一步的，所述第一DC-DC转换模块2被配置为多电平直流-直流变换器。优选的，所述多电平直流-直流变换器为非隔离型多电平DC-DC变换器，

进一步的，当所述第一DC-DC转换模块2被配置为多电平直流-直流变换器时，所述第一DC-DC转换模块2的输出电压为多电平直流-直流变换器的输出电压；当所述第一DC-DC转换模块2被配置为N个第一类型的功率变换器时，所述第一DC-DC转换模块2的输出电压为N个第一类型的功率变换器的N个输出电压。

进一步的，所述第二DC-DC转换模块3包括隔离型DC-DC变换器，以进行电气隔离，可选的，所述第二DC-DC转换模块3用于实现输出稳压功能或输出恒流功能，本发明对此不进行限制。

优选地，所述第二DC-DC转换模块3包括N个第二类型的功率变换器，所述N大于1。可选的，当所述第一DC-DC转换模块2被配置为多电平直流-直流变换器时，所述N个第二类型的功率变换器的输入端并联，以接收所述多电平直流-直流变换器的输出电压，所述N个第二类型的功率变换器的输出端独立或串联或并联。可选的，当所述第一DC-DC转换模块2被配置为N个第一类型的功率变换器时，所述N个第二类型的功率变换器的输入端分别对应耦接N个第一类型的功率变换器的输出端，所述N个第二类型的功率变换器的输出端独立或串联或并联。

进一步的，所述N个第二类型的功率变换器输出端的耦接方式取决于需要驱动的负载类型，比如当本发明所述的交流-直流转换电路用于驱动多个负载时，则所述N个第二类型的功率变换器的输出端独立，所述N个第二类型的功率变换器输出端分别输出一个驱动电压以驱动N个负载；当负载需要的驱动电压较大时，则所述N个第二类型的功率变换器的输出端串联以生成较大的驱动电压从而驱动负载；当负载需要的驱动电流较大时，则所述N个第二类型的功率变换器的输出端并联以生成较大的驱动电流从而驱动负载，本发明对此不进行限制。

进一步的，所述第二类型的功率变换器为隔离型DC-DC变换器，以进行电气隔离。

依据本发明所述的交流-直流转换电路，在第一DC-DC转换模块中，采用非隔离型多电平DC-DC变换器或者N个输入端串联的非隔离型DC-DC变换器替换现有技术中的传统的非隔离型DC-DC变换器以实现功率因数校正(PFC)功能，将低耐压等级的开关器件通过简单串联或者组成模块后级联的方式，替代传统的非隔离型DC-DC变换器中单个的高耐压等级的开关器件，等效实现了相同的功能，从而使得第一DC-DC转换模块中的功率开关均为低耐压等级的开关器件。进一步的，控制所述第一DC-DC转换模块中多个功率开关同时导通，从而降低第一DC-DC转换模块中每个功率开关的耐压，使得第一DC-DC转换模块中可以使用低耐压等级的开关器件。本发明中第一DC-DC转换模块中不再包含高耐压等级的开关器件，均为低耐压等级的开关器件，使得所述交流-直流转换电路的体积较小，整个电路的功率密度较大；在同样开关频率下高耐压等级的开关器件的开关损耗会极大增加，从而使得所述交流-直流转换电路的开关损耗更小，能量损耗较少；本发明在第一DC-DC转换模块中，利用多个低耐压的功率开关替代一个高耐压等级的功率开关，使得所述交流-直流转换电路散热更好；本发明中在第一DC-DC转换模块中使用低耐压等级的开关器件可以有效的提高开关频率，减小相关无源器件(如电感、电容等)的体积，从而进一步提升整个电路的功率密度。本发明所述的交流-直流转换电路，采用AC-DC和DC-DC两级架构，其中前级AC-DC包括：整流电路和第一DC-DC转换模块，利用低耐压等级的开关器件通过简单串联或者形成模块后级联的方式，实现等效开关状态的非隔离型DC-DC变换器，具有功率因数校正功能，即通过控制所述第一DC-DC转换模块的工作状态，使得第一DC-DC转换模块的输入电压和输入电流的包络线同步；后级DC-DC包括具有电气隔离功能的DC-DC变换器，以进行驱动负载，可采用多个DC-DC变换器进行实现。本发明的交流-直流转换电路实现了AC-DC和DC-DC两级架构的高功率密度，应用于超薄/超小型适配器电源场合，也可以应用于其他对于电路功率密度和开关损耗要求较高的场合，本发明不对此进行限制。并且，本发明中的第一DC-DC转换模块可以工作在CCM、DCM和BCM三种工作模式下。当所述第一DC-DC转换模块工作在CCM模式下时，利用后续的第一种控制方式进行控制，即工作在定频模式(控制工作周期不变，调节导通时间)；当所述第一DC-DC转换模块工作在BCM模式下时，利用后续的第二种控制方式进行控制，即工作在变频模式(控制导通时间不变，调节关断时间，进而调节工作周期)；由于第一DC-DC转换模块工作在DCM模式下时控制方式和其工作在BCM模式下的控制方式类似，即工作在变频模式，两者区别仅是功率开关的导通时刻的控制方式不同，在后文不进行详述。

图2给出了本发明第一DC-DC转换模块的第一种电路框图；所述第一DC-DC转换模块2包括一个多电平直流-直流变换器，所述多电平直流-直流变换器的输入端接收所述输入直流电压Vin，所述多电平直流-直流变换器的输出端的输出电压Vo作为第一DC-DC转换模块的输出电压。当第一DC-DC转换模块2包括一个多电平直流-直流变换器时，所述第二DC-DC转换模块3可以为一个隔离型DC-DC变换器，也可以为N个输入端并联的隔离型DC-DC变换器。

在图2所示的电路框图下，所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，所述第一控制电路通过控制所述多电平直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。所述第一控制电路可以采用两种控制方式进行控制所述多电平直流-直流变换器的工作状态，所述两种控制方式分别对应两种第一控制电路。

第一种控制方式：根据多电平直流-直流变换器的输出电压采样信号、输入电压采样信号、电感电流采样信号生成表征所需占空比的第一占空比信号，并根据所述第一占空比信号生成相应的控制信号以控制所述第一DC-DC转换模块中每个功率开关的导通和关断。可选的，第一种控制方式控制工作周期固定，通过调节导通时间调节占空比(即定频)。

具体的，所述第一种第一控制电路包括：电压补偿模块、电流参考信号生成模块、电流补偿模块和PWM生成模块，所述电压补偿模块接收多电平直流-直流变换器的输出电压采样信号和电压参考信号，输出电压补偿信号；所述电流参考信号生成模块接收电压补偿信号和多电平直流-直流变换器的输入电压采样信号，输出电流参考信号；所述电流补偿模块接收电流参考信号和多电平直流-直流变换器的电感电流采样信号，输出第一占空比信号；所述PWM生成模块，用于根据第一占空比信号生成相应控制信号以控制多电平直流-直流变换器中每个功率开关的开关状态。采用第一种控制方式控制不同结构的多电平直流-直流变换器的工作状态时，所述电压补偿模块、电流参考信号生成模块和电流补偿模块的结构均相同，不同结构的多电平直流-直流变换器，对应的所述PWM生成模块的结构不同。

第二种控制方式：根据所述多电平直流-直流变换器的输出电压采样信号和电感电流控制所述多电平直流-直流变换器中每个功率开关的导通和关断。可选的，第二种控制方式控制导通时间固定，通过调节工作周期(即频率)调节占空比(即变频)。

具体的，所述第二种第一控制电路包括：关断控制电路和导通控制电路，所述关断控制电路接收所述多电平直流-直流变换器的输出电压采样信号和第一比例系数以生成导通时间信号，并根据所述导通时间信号控制所述多电平直流-直流变换器中部分功率开关的关断时刻(控制另外的功率开关的导通时刻，其中部分功率开关和另外的功率开关互补导通)；所述导通控制电路接收多电平直流-直流变换器的电感电流控制所述多电平直流-直流变换器中部分功率开关的导通时刻(控制另外的功率开关的关断时刻，其中部分功率开关和另外的功率开关互补导通)。进一步的，所述关断控制电路包括：电压补偿信号、导通时间生成电路和导通时间计时器，所述电压补偿电路接收所述多电平直流-直流变换器的输出电压采样信号和电压参考信号，输出电压补偿信号；所述导通时间生成电路，接收所述电压补偿信号和第一比例系数，输出导通时间信号；所述导通时间计时器，从部分功率开关导通时刻开始计时，当计时达到所述导通时间信号，关断所述部分功率开关。采用第二种控制方式控制不同结构的多电平直流-直流变换器的工作状态时，所述关断控制电路的结构相同，不同结构的多电平直流-直流变换器，对应的所述导通控制电路的结构不同。对于第二种控制方式，应用到多电平boost直流-直流变换器电路中的效果较好，校正后的功率因数理论值可以达到1，用在其他类型的多电平直流-直流变换器电路也可以达到校正的效果，但校正后的功率因数理论值不能达到1，特此进行说明。

需要说明的是，由于多电平直-直流变换器可以为任意电平的直流-直流变换器，故后续不同结构的多电平直流-直流变换器均以四电平直流-直流变换器为例进行详细说明，并给出N+1电平直流-直流变换器的电路结构图；此外，由于本发明后续给出多个不同结构的多电平直流-直流变换器的实施例，为了不进行赘述，后续的控制方式和第一控制电路以多电平buck直流-直流变换器为例进行详细说明，其余类型的多电平直流-直流变换器的控制方式均和多电平buck直流-直流变换器的控制方式类似或者相同，涉及相似或相同的部分进行参考。

图3给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例一的电路示意图；所述第一DC-DC转换模块包括四电平buck直流-直流变换器，所述四电平buck直流-直流变换器包括开关电容电路21和第一电感L1，所述开关电容电路21的第一端为所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以接收所述输入直流电压Vin，所述开关电容电路21的第二端耦接所述第一电感L1的一端，所述第一电感L1的另一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d。所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。

在本实施例中，所述开关电容电路21包括功率开关S1～S6和飞跨电容C1～C2，所述功率开关S1～S6依次串联在所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c和地电位之间，以形成第一中间节点a1～a5，所述飞跨电容C1耦接在第一中间节点a1和a5之间，所述飞跨电容c2耦接在第一中间节点a2和a4之间，所述开关电容电路21的第二端为第一中间节点a3，耦接第一电感L1一端。可选的，所述四电平buck直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

图4为本发明第一DC-DC转换模块实施例一的工作波形图；其中控制信号G1～G6分别用于驱动功率开关S1～S6。在t₀-t₁区间，G1、G4和G5为高电平，功率开关S1、S4和S5导通，所述电感电流增大；在t₁-t₂区间，G4、G5和G6为高电平，功率开关S4、S5和S6导通，所述电感电流减小；在t₂-t₃区间，所述G2、G4和G6为高电平，功率开关S2、S4和S6导通，所述电感电流增大；在t₃-t₄区间，G4、G5和G6为高电平，功率开关S4、S5和S6导通，所述电感电流减小；在t₄-t₅区间，所述G3、G5和G6为高电平，功率开关S3、S5和S6导通，所述电感电流增大；在t₅-t₆区间，G4、G5和G6为高电平，即功率开关S4、S5和S6导通，所述电感电流减小，t₀-t₆为一个开关周期。

从图4中可以看出，所述功率开关S1和功率开关S6互补导通，功率开关S2和功率开关S5互补导通，功率开关S3和功率开关S4互补导通，为了防止功率开关的关断延迟而引起瞬时短路现象，在功率开关S1和功率开关S6或功率开关S2和功率开关S5或功率开关S3和功率开关S4的状态切换中间插入一个死区时间，后续的互补导通均包括此种情形，不再进行赘述。并且可以看出，所述四电平buck直流-直流变换器工作的任意时刻，均有3个功率开关同时导通，从而每个功率开关承受的电压为输入直流电压/3，即Vin/3，而传统的buck变换器中，每个功率开关承受的电压为输入直流电压，即Vin，由此可见，所述四电平buck直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为3*fs，从而本实施例中，所述第一电感L1可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，所述第一控制电路采用两种控制方式进行控制所述多电平直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正，所述两种控制方式分别对应两种第一控制电路。

图5为本发明实施例一中第一种第一控制电路的电路示意图；所述第一种第一控制电路用于根据所述四电平buck直流-直流变换器的输出电压采样信号SVout、输入电压采样信号SVin、电感电流采样信号SIL生成表征所需占空比的第一占空比信号D，并根据所述第一占空比信号D生成相应的控制信号以控制所述四电平buck直流-直流变换器中每个功率开关的导通和关断。

所述第一种第一控制电路通过电压环路来控制输出电压Vout，进而通过电流环路来控制电感电流IL。具体的，所述第一控制电路包括电压补偿模块41、电流参考信号生成模块42、电流补偿模块43和PWM生成模块44，所述电压补偿模块41接收所述输出电压采样信号SVout和电压参考信号Vref，输出电压补偿信号Vcmp，具体的，所述电压补偿模块41根据输出电压采样信号SVout和电压基准信号Vref差值生成所述电压补偿信号Vcmp；所述电流参考信号生成模块42接收所述电压补偿信号Vcmp和所述输入电压采样信号SVin，输出电流参考信号Iref，具体的，所述参考电流信号Iref与电压补偿信号Vcmp和输入电压采样信号SVin的乘积正相关，优选的，所述参考电流信号Iref等于电压补偿信号Vcmp和输入电压采样信号SVin的乘积，即Iref＝Vcmp*Svin；所述电流补偿模块43接收电流参考信号Iref和电感电流采样信号SIL，输出第一占空比信号D，具体的，所述电流补偿模块43根据所述电流参考信号Iref和电感电流采样信号SIL的差值生成表征所需占空比的第一占空比信号D；所述PWM生成模块44根据第一占空比信号D生成相应控制信号G1-G6以控制所述第一DC-DC转换模块中每个功率开关的导通和关断。

图6为本发明实施例一中PWM生成模块的电路示意图；所述PWM生成模块44包括：导通控制电路441和关断控制电路442，所述导通控制电路441用于依次开通功率开关S1～S3，功率开关S1～S3中前后两个功率开关的导通时刻相差1/3个开关周期；关断控制电路442，接收所述第一占空比信号D，用于根据所述第一占空比信号D控制功率开关S1～S3中每个功率开关的关断时刻。其中，所述导通控制电路441和所述关断控制电路442还用于控制所述功率开关S4～S6，以控制所述功率开关S6和功率开关S1互补导通，功率开关S5和功率开关S2互补导通，功率开关S4和功率开关S3互补导通。

具体的，结合图4对PWM生成电路的工作过程进行说明。首先导通控制电路441控制功率开关S1在t₀时刻导通，关断控制电路442根据所述第一占空比信号D控制功率开关S1的关断时刻t₁，使得(t₁-t₀)/(t₂-t₀)＝D，其中t₂-t₀等于1/3开关周期；导通控制电路441控制功率开关S2从t₀时刻开始延迟1/3开关周期后(即t₂时刻)导通，关断控制电路422根据所述第一占空比信号D控制功率开关S2的关断时刻t₃，使得(t₃-t₂)/(t₄-t₂)＝D，其中t₄-t₂等于1/3开关周期；导通控制电路441控制功率开关S3从t₀时刻开始延迟2/3开关周期后(即t₄时刻)导通，关断控制电路422根据所述第一占空比信号D控制功率开关S3的关断时刻t₅，使得(t₅-t₄)/(t₆-t₄)＝D，其中t₆-t₄等于1/3开关周期。优选的，利用时钟信号控制每个开关周期中功率开关S1的导通时刻t₀。对于整个周期((t₁-t₀)+(t₃-t₂)+(t₅-t₄))/(t₆-t₀)＝D其中，t₆-t₀为一个开关周期。

可选的，所述PWM生成模块44还包括RS触发器1～3，分别用于生成控制信号G1～G3以控制功率开关S1～S3的导通和关断。所述导通控制电路441在t₀时刻输出置位信号到RS触发器1的S端，从t₀时刻开始延时1/3开关周期输出置位信号到RS触发器2的S端，从t₀时刻开始延时2/3开关周期输出置位信号到RS触发器3的S端；所述关断控制信号442输出复位信号到相应的RS触发器1～3的R端，以根据第一占空比信号D在对应的1/3开关周期内确定功率开关S1～S3关断时刻，使得每个功率开关的导通时间/(1/3开关周期)＝D，所述RS触发器1～3的输出信号分别为控制信号G1～G3。由于所述功率开关S6和功率开关S1互补导通，功率开关S5和功率开关S2互补导通，功率开关S4和功率开关S3互补导通，从而对控制信号G1～G3取反后，分别得到控制信号G6、G5和G4以分别控制功率开关S6、S5、S4的导通和关断。可选的，所述导通控制电路还包括缓存器，用于储存第一占空比信号D。

图7为本发明实施例一中第二种第一控制电路的电路示意图；所述第二种第一控制电路用于根据所述四电平buck直流-直流变换器中的输出电压采样信号SVout和电感电流IL控制所述四电平buck直流-直流变换器中每个功率开关的导通和关断时刻。

所述第二种第一控制电路包括导通控制电路61和关断控制电路62，所述导通控制电路61接收电感电流IL，得到表征每次电感电流过零的次数的第二信号V2，在每次电感电流过零时，根据第二信号V2生成相应的导通触发信号，以控制功率开关S1～S3中相应的功率开关导通；关断控制电路62接收所述输出电压采样信号SVout和第一比例系数K1以生成导通时间信号Ton，根据导通时间信号Ton控制功率开关S1～S3中每个功率开关的关断时刻；其中，所述导通控制电路61和所述关断控制电路62还用于控制所述功率开关S4～S6，以控制所述功率开关S6和功率开关S1互补导通，功率开关S5和功率开关S2互补导通，功率开关S4和功率开关S3互补导通。

具体的，所述导通控制电路61包括电流过零检测计数电路611和导通触发信号生成电路612，所述电流过零检测计数电路611接收电感电流IL，输出表征每次电感电流过零次数的第二信号V2；所述导通触发信号生成电路612接收第二信号V2，根据第二信号V2生成相应的导通触发信号；其中，所述第二信号V2除以3后的余数为p，生成第p+1个功率开关Sp+1对应的导通触发信号，以相应控制第p+1个功率开关Sp+1导通，其中，p等于0、1、2。

所述关断控制电路62包括电压补偿电路621、导通时间生成电路622和导通时间计时器623，所述电压补偿模块621接收所述输出电压采样信号SVout和电压参考信号Vref，输出电压补偿信号Vcmp，具体的，所述电压补偿模块621根据输出电压采样信号SVout和电压基准信号Vref差值生成所述电压补偿信号Vcmp；导通时间生成电路622接收电压补偿信号Vcmp和第一比例系数K1，输出导通时间信号Ton，具体的，所述导通时间信号Ton与电压补偿信号Vcmp和第一比例系数K1的乘积正相关，可选的，所述导通时间信号Ton等于电压补偿信号Vcmp和第一比例系数K1的乘积，即Ton＝Vcmp*K1；导通时间计时器623，从功率开关S1～S3中每个功率开关导通时刻开始计时，当计时达到所述导通时间信号Ton，关断对应的功率开关。

可选的，在本实施例中，所述第一控制电路包括还包括RS触发器1～3，分别用于生成控制信号G1～G3以控制功率开关S1～S3的导通和关断。所述导通控制电路61在所述第二信号V2除以3后的余数为0时，生成功率开关S1对应的导通触发信号作为对应的复位信号输出到RS触发器1的S端，在所述第二信号V2除以3后的余数为1时，生成功率开关S2对应的导通触发信号作为对应的复位信号输出到RS触发器2的S端，在所述第二信号V2除以3后的余数为2时，生成功率开关S3对应的导通触发信号作为对应的复位信号输出到RS触发器3的S端；所述关断控制电路62在功率开关S1～S3中每个功率开关导通时刻开始计时，当计时达到所述导通时间信号Ton，输出复位信号到对应的RS触发器1～3的R端；所述RS触发器1～3的输出信号分别为控制信号G1～G3。由于所述功率开关S6和功率开关S1互补导通，功率开关S5和功率开关S2互补导通，功率开关S4和功率开关S3互补导通，从而对控制信号G1～G3取反后，分别得到控制信号G6、G5和G4以分别控制功率开关S6、S5、S4的导通和关断。

实施例一中第一DC-DC转换模块为4电平buck直流-直流变换器，在其他的实施例中，所述第一DC-DC转换模块可以为任意电平的buck直流-直流变换器，如图8所示，给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例二的电路示意图；其中，所述第一DC-DC为N+1电平buck直流-直流变换器，N大于1。

具体的，所述N+1电平buck直流-直流变换器包括开关电容电路21和第一电感L1，所述开关电容电路21的第一端为所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以接收所述输入直流电压Vin，所述开关电容电路21的第二端耦接所述第一电感L1的一端，所述第一电感L1的另一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d。实施例二中的开关电容电路21与实施例一中的不同，其余部分均相同。

在本实施例中，所述开关电容电路21包括2N个功率开关S1～S2N和N-1个飞跨电容C1～CN-1，所述2N个功率开关S1～S2N依次串联在所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c和地电位之间，以形成2N-1个第一中间节点a1～a2N-1，所述第m个飞跨电容Cm耦接在第m个第一中间节点am和第2N-m个第一中间节点a2N-m之间，所述开关电容电路的第二端为所述第N个第一中间节点aN，耦接第一电感L的一端，其中m不大于N-1。

所述N+1电平buck直流-直流变换器工作时，第2N-n+1个功率开关S2N-n+1与第n个功率Sn开关互补导通，n不大于N。所述N+1电平buck直流-直流变换器工作的任意时刻，均有N个功率开关同时导通，即每个功率开关承受的电压为输入直流电压/N，即Vin/N，然而传统的buck变换器中，每个功率开关承受的电压为输入直流电压，即Vin，由此可见，所述N+1电平buck直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为N*fs，从而本实施例中，所述第一电感L1可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，用于控制所述N+1电平buck直流-直流变换器的工作状态以进行功率因数校正。

实施例二中的第一种第一控制电路和实施例一的第一种第一控制电路类似，其区别在于：所述PWM生成模块44的结构不同，用以控制所述2N个功率开关的开关状态。在本实施例中，所述PWM生成模块44包括：导通控制电路441和关断控制电路442，所述导通控制电路441用于依次开通前N个功率开关S1～SN，前N个功率开关S1～SN中前后两个功率开关的导通时刻相差1/N个开关周期，优选的，利用时钟信号控制每个开关周期中第一个功率开关S1的导通时刻；关断控制电路442，接收所述第一占空比信号D，用于根据所述第一占空比信号D控制前N个功率开关S1～SN中每个功率开关的关断时刻。其中，所述导通控制电路441和所述关断控制电路442还用于控制后N个功率开关SN+1～S2N，第2N-n+1个功率开关S2N-n+1与第n个功率Sn开关互补导通，n不大于N。

实施例二中的第二种第一控制电路和实施例一的第二种第一控制电路类似，其区别在于：所述导通控制电路61的结构不同，用以控制所述2N个功率开关的开关状态。在本实施例中，所述第一控制电路包括导通控制电路61和关断控制电路62，所述导通控制电路61接收电感电流IL，得到表征每次电感电流过零的次数的第二信号V2，在每次电感电流过零时，根据第二信号V2生成相应的导通触发信号，以控制前N个功率开关S1～SN中相应的功率开关导通；关断控制电路62接收电压采样信号SVout和第一比例系数K1以生成导通时间信号Ton，根据导通时间信号Ton控制前N个功率开关S1～SN中每个功率开关的关断时刻；其中，所述导通控制电路61和所述关断控制电路62还用于控制所述后N个功率开关SN+1～S2N，第2N-n+1个功率开关S2N-n+1与第n个功率Sn开关互补导通，n不大于N。具体的，所述导通控制电路61包括电流过零检测计数电路611和导通触发信号生成电路612，所述电流过零检测计数电路611接收电感电流IL，输出表征每次电感电流过零次数的第二信号V2；所述导通触发信号生成电路612，接收第二信号V2，根据第二信号V2生成相应的导通触发信号；其中，所述第二信号V2除以N后的余数为p，生成第p+1个功率开关Sp+1对应的导通触发信号，以相应控制第p+1个功率开关Sp+1导通，所述p小于N。

实施例一和实施例二中的开关电容电路21还可以用任意的开关电容变换器进行替换，如图9所示，给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例三的电路示意图，所述第一DC-DC转换模块为开关电容变换器类型的buck直流-直流变换器，实施例三和实施例一的区别在于：开关电容电路21的结构不同，其余部分均相同。本实施例中，所述的开关电容电路21为开关电容变换器，所述开关电容电路21包括功率开关S1～S4、电容C1和电容C2，所述功率开关S4-S1依次串联连接在所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c和地电位之间，所述第一电感L1的第一端耦接在所述功率开关S1和功率开关S2的公共端，所述第一电感L1的第二端耦接所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d。所述电容C1的一端耦接所述功率开关S4和功率开关S3的公共端，所述电容C1的另一端耦接所述第一电感L1的第一端，所述电容C2的一端耦接所述功率开关S3和功率开关S2的公共端，所述电容C2的另一端接地。其中，所述功率开关S1和所述功率开关S3同时导通和关断，所述功率开关S2和所述功率开关S4同时导通和关断，所述功率开关S1和所述功率开关S2互补导通。

所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，用于控制实施例三所示的开关电容变换器类型的buck直流-直流变换器的工作状态以进行功率因数校正。

实施例三中的第一种第一控制电路和实施例一的第一种第一控制电路类似，其区别在于：所述PWM生成模块44的结构不同，用以控制功率开关S4-S1的开关状态。在本实施例中，所述PWM生成模块44包括：导通控制电路441和关断控制电路442，所述导通控制电路441用于同时开通功率开关S1和S3，关断控制电路442，接收所述第一占空比信号D，用于根据所述第一占空比信号D控制功率开关S1和S3的关断时刻。其中，所述导通控制电路441和所述关断控制电路442还用于控制功率开关S2和S4的工作状态，功率开关S2和S4与功率开关S1和S3互补导通。可选的，利用时钟信号控制功率开关S1和S3的导通时刻。

实施例三中的第二种第一控制电路和实施例一的第二种第一控制电路类似，其区别在于：所述导通控制电路61的结构不同，用以控制功率开关S4-S1的开关状态。在本实施例中，所述第一控制电路包括导通控制电路61和关断控制电路62，所述导通控制电路61接收电感电流IL，在电感电流过零时，生成的导通触发信号，以控制功率开关S1和S3导通；关断控制电路62接收电压采样信号SVout和第一比例系数K1以生成导通时间信号Ton，根据导通时间信号Ton控制功率开关S1和S3的关断时刻；其中，所述导通控制电路61和所述关断控制电路62还用于控制功率开关S2和S4的工作状态，功率开关S2和S4与功率开关S1和S3互补导通。

需要说明的是，实施例三仅给出了一种开关电容电路21为开关电容变换器的结构，在其他的实施例中，所述开关电容21可以为任意类型的开关电容变换器。所述开关电容变换器类型的buck直流-直流变换器中功率开关的导通和关断原则与所述开关电容变换器单独工作时的导通和关断的原则相同(例如实施例三中的开关电容变换器在单独工作时，也是所述功率开关S1和所述功率开关S3同时导通和关断，所述功率开关S2和所述功率开关S4同时导通和关断，所述功率开关S1和所述功率开关S2互补导通)，从而可以利用两种控制方式对于所述开关电容变换器类型的buck直流-直流变换器的工作状态进行控制。

图10为本发明第一DC-DC转换模块实施例四的电路示意图；所述第一DC-DC转换模块包括四电平boost直流-直流变换器，所述四电平boost直流-直流变换器包括开关电容电路21和第一电感L1，所述第一电感L1的一端耦接第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以接收所述输入直流电压Vin，所述第一电感L1的另一端耦接所述开关电容电路21的第一端，所述开关电容电路21的第二端为所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d。所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。

在本实施例中，所述开关电容电路21包括功率开关S1～S6和飞跨电容C1～C2，所述功率开关S1～S6依次串联在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间，以形成第一中间节点a1～a5，所述飞跨电容C1耦接在第一中间节点a1和a5之间，所述飞跨电容c2耦接在第一中间节点a2和a4之间，所述开关电容电路21的第一端为第一中间节点a3，耦接第一电感L1的另一端。可选的，所述四电平boost直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

图11为本发明第一DC-DC转换模块实施例四的工作波形图，其中控制信号G1～G6分别用于驱动功率开关S1～S6。在t₀-t₁区间，G1、G4和G5为高电平，功率开关S1、S4和S5导通，所述电感电流减小；在t₁-t₂区间，G4、G5和G6为高电平，功率开关S4、S5和S6导通，所述电感电流增大；在t₂-t₃区间，所述G2、G4和G6为高电平，功率开关S2、S4和S6导通，所述电感电流减小；在t3-t4区间，G4、G5和G6为高电平，功率开关S4、S5和S6导通，所述电感电流增大；在t₄-t₅区间，所述G3、G5和G6为高电平，功率开关S3、S5和S6导通，所述电感电流减小；在t₅-t₆区间，G4、G5和G6为高电平，功率开关S4、S5和S6导通，所述电感电流增大，t₀-t₆为一个开关周期。

从图11中看出，所述功率开关S1和功率开关S6互补导通，功率开关S2和功率开关S5互补导通，功率开关S3和功率开关S4互补导通。并且可以看出，所述四电平boost直流-直流变换器工作的任意时刻，均有三个功率开关同时导通，每个功率开关承受的电压为输出电压/3，即Vo/3，而传统的boost变换器中，每个功率开关承受的电压为输出电压，即Vo，由此可见，所述四电平boost直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为3*fs，从而本实施例中，所述第一电感L1可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

本实施例中，所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，所述第一控制电路采用两种控制方式控制所述四电平boost直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。本实施例中的两种第一控制电路和实施例一中的两种第一控制电路相同，在此不进行赘述。

实施例四中第一DC-DC转换模块为4电平boost直流-直流变换器，在其他的实施例中，所述第一DC-DC转换模块可以为任意电平的boost直流-直流变换器，如图12所示，给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例五的电路示意图；其中，所述第一DC-DC转换模块为N+1电平boost直流-直流变换器，N大于1。

所述N+1电平boost直流-直流变换器包括开关电容电路21和第一电感L1，所述第一电感L1的一端耦接第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以接收所述输入直流电压Vin，所述第一电感L1的另一端耦接所述开关电容电路21的第一端，所述开关电容电路21的第二端为所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d。实施例五中的开关电容电路21与实施例四中的不同，其余部分均相同。

在本实施例中，所述开关电容电路21包括2N个功率开关S1～S2N和N-1个飞跨电容C1～CN-1，所述2N个功率开关S1～S2N依次串联在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间，以形成2N-1个第一中间节点a1～a2N-1，所述第m个飞跨电容Cm耦接在第m个第一中间节点am和第2N-m个第一中间节点a2N-m之间，所述开关电容电路的第二端为所述第N个第一中间节点aN，耦接第一电感L1另一端，其中m不大于N-1。

所述N+1电平boost直流-直流变换器工作时，第2N-n+1个功率开关S2N-n+1与第n个功率Sn开关互补导通，n不大于N。所述N+1电平boost直流-直流变换器工作的任意时刻，均有N个功率开关同时导通，即每个功率开关承受的电压为输出电压/N，即Vo/N，而传统的boost变换器中，每个功率开关承受的电压为输出电压，即Vo，由此可见，所述N+1电平buck直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为N*fs，从而本实施例中，所述第一电感L1可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，所述第一控制电路采用两种控制方式控制所述N+1电平boost直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。本实施例中的两种第一控制电路和实施例二中的两种第一控制电路相同，在此不进行赘述。

此外，实施例四和实施例五中的开关电容电路21还可以用任意的开关电容变换器进行替换，其结构和控制方式和实施例三类似，在此不进行赘述。

图13为本发明第一DC-DC转换模块实施例六的电路示意图；所述第一DC-DC转换模块包括四电平buck-boost(反电压)直流-直流变换器，所述四电平buck-boost直流-直流变换器包括开关电容电路21和第一电感L1，所述开关电容电路21的第一端为所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以接收所述输入直流电压Vin，所述开关电容电路21的第二端为所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d，所述开关电容电路21的第三端耦接所述第一电感L1的一端，所述第一电感的另一端接地。所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。

在本实施例中，所述开关电容电路21包括功率开关S1～S6和飞跨电容C1～C2，所述功率开关S1～S6依次串联在所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c和所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d之间，以形成第一中间节点a1～a5，所述飞跨电容C1耦接在第一中间节点a1和a5之间，所述飞跨电容c2耦接在第一中间节点a2和a4之间，所述开关电容电路21的第三端为第一中间节点a3，耦接第一电感L1的一端。可选的，所述四电平buck-boost直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

图14为本发明第一DC-DC转换模块实施例六的工作波形图，其中控制信号G1～G6分别用于驱动功率开关S1～S6。在t₀-t₁区间，G1、G4和G5为高电平，功率开关S1、S4和S5导通，所述电感电流增大；在t₁-t₂区间，G4、G5和G6为高电平，功率开关S4、S5和S6导通，所述电感电流减小；在t₂-t₃区间，所述G2、G4和G6为高电平，功率开关S2、S4和S6导通，所述电感电流增大；在t₃-t₄区间，G4、G5和G6为高电平，功率开关S4、S5和S6导通，所述电感电流减小；在t₄-t₅区间，所述G3、G5和G6为高电平，功率开关S3、S5和S6导通，所述电感电流增大；在t₅-t₆区间，G4、G5和G6为高电平，功率开关S4、S5和S6导通，所述电感电流减小，t₀-t₆为一个开关周期。

从图14中看出，所述功率开关S1和功率开关S6互补导通，功率开关S2和功率开关S5互补导通，功率开关S3和功率开关S4互补导通。并且可以看出，所述四电平buck-boost直流-直流变换器工作的任意时刻，均有三个功率开关同时导通，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和的1/3，即1/3*(Vo+Vin)，而传统的buck-boost(反电压)变换器中，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和，即Vo+Vin，由此可见，所述四电平buck直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为3*fs，从而本实施例中，所述第一电感L1可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

本实施例中，所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，所述第一控制电路采用两种控制方式控制所述四电平buck-boost直流-直流变换器(反电压)的工作状态，以进行功率因数校正。本实施例中的两种第一控制电路和实施例一中的两种第一控制电路相同，在此不进行赘述。

实施例六中第一DC-DC转换模块为4电平buck-boost直流-直流变换器(反电压)，在其他的实施例中，所述第一DC-DC转换模块可以为任意电平的buck-boost直流-直流变换器，如图15所示，给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例七的电路示意图；其中，所述第一DC-DC转换模块为N+1电平buck-boost(反电压)直流-直流变换器，N大于1。

所述N+1电平buck-boost直流-直流变换器包括开关电容电路21和第一电感L1，所述开关电容电路21的第一端为所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以接收所述输入直流电压Vin，所述开关电容电路21的第二端为所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d，所述开关电容电路21的第三端耦接所述第一电感L1的一端，所述第一电感L1的另一端接地。实施例七中的开关电容电路21与实施例六中的不同，其余部分均相同。

在本实施例中，所述开关电容电路21包括2N个功率开关S1～S2N和N-1个飞跨电容C1～CN-1，所述2N个功率开关S1～S2N依次串联在所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c和所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d之间，以形成2N-1个第一中间节点a1～a2N-1，所述第m个飞跨电容Cm耦接在第m个第一中间节点am和第2N-m个第一中间节点a2N-m之间，所述开关电容电路21的第三端为所述第N个第一中间节点aN，耦接第一电感L1的一端，其中m不大于N-1。

所述N+1电平buck-boost直流-直流变换器(反电压)工作时，第2N-n+1个功率开关S2N-n+1与第n个功率Sn开关互补导通，n不大于N。所述N+1电平buck-boost直流-直流变换器工作的任意时刻，均有N个功率开关同时导通，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和的1/N，即1/N*(Vo+Vin)，而传统的buck-boost变换器中，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和，即Vo+Vin，由此可见，所述N+1电平buck-boost直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为N*fs，从而本实施例中，所述第一电感L1可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，所述第一控制电路采用两种控制方式控制所述N+1电平buck-boost直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。本实施例中的两种第一控制电路和实施例二中的两种第一控制电路相同，在此不进行赘述。

此外，实施例六和七中的开关电容电路21还可以用任意的开关电容变换器进行替换，其结构和控制方式和实施例三类似，在此不进行赘述。

图16为本发明第一DC-DC转换模块实施例八的电路示意图；所述第一DC-DC转换模块包括四电平buck-boost(正电压)直流-直流变换器，所述四电平buck-boost直流-直流变换器包括第一开关电容电路211、第二开关电容电路212和第一电感L1，所述第一开关电容电路211的第一端为所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以接收所述输入直流电压Vin，所述第一开关电容电路211的第二端耦接所述第一电感L1的一端，所述第一电感L1的另一端耦接所述第二开关电容电路212的第一端，所述第二开关电容电路212的第二端为所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d。所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。

在本实施例中，所述第一开关电容电路211包括第一功率开关S1～S6和第一飞跨电容C1～C2，所述第一功率开关S1～S6依次串联在所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c和地电位之间，以形成第一中间节点a1～a5，所述第一飞跨电容C1耦接在第一中间节点a1和a5之间，所述第一飞跨电容C2耦接在第一中间节点a2和a4之间，所述第一开关电容电路211的第二端为第一中间节点a3，耦接第一电感L1的一端。所述第二开关电容电路212包括第二功率开关M1～M6和第二飞跨电容c1～c2，所述第二功率开关M1～M6依次串联在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间，以形成第二中间节点b1～b5，所述第二飞跨电容c1耦接在第二中间节点b1和b5之间，所述第二飞跨电容c2耦接在第二中间节点b2和b4之间，所述第二开关电容电路212的第一端为第二中间节点b3，耦接所述第一电感L1的另一端。可选的，所述四电平buck-boost直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

图17为本发明第一DC-DC转换模块实施例八的工作波形图，其中控制信号G1～G6分别用于驱动第一功率开关S1～S6，控制信号g1-g6分别用于驱动第二功率开关M1～M6。在t₀-t₁区间，G1、G4、G5、g4、g5和g6为高电平，第一功率开关S1、S4和S5以及第二功率开关M4、M5和M6导通，所述电感电流增大；在t₁-t₂区间，G4、G5、G6、g1、g4、g5为高电平，第一功率开关S4、S5和S6以及第二功率开关M1、M4和M5导通，所述电感电流减小；在t₂-t₃区间，所述G2、G4、G6、g4、g5和g6为高电平，第一功率开关S2、S4和S6导通以及第二功率开关M4、M5和M6导通，所述电感电流增大；在t₃-t₄区间，G4、G5、G6、g2、g4、g6为高电平，第一功率开关S4、S5和S6以及第二功率开关M2、M4和M6导通，所述电感电流减小；在t₄-t₅区间，所述G3、G5、G6、g4、g5和g6为高电平，第一功率开关S3、S5和S6以及第二功率开关M4、M5和M6导通，所述电感电流增大；在t₅-t₆区间，G4、G5、G6、g3、g5、g6为高电平，第一功率开关S4、S5和S6以及第二功率开关M3、M5和M6导通，所述电感电流减小，t₀-t₆为一个开关周期。

从图17中看出，所述第一功率开关S1和S6互补导通，第一功率开关S2和S5互补导通，第一功率开关S3和S4互补导通；所述第二功率开关M1和M6互补导通，第二功率开关M2和M5互补导通，第二功率开关M3和M4互补导通。第二功率开关M1在第一功率开关S1关断之后至第一功率开关S2导通之前导通，第二功率开关M2在第一功率开关S2关断之后至第一功率开关S3导通之前导通，第二功率开关M3在第一功率开关S3关断之后至下个开关周期第一功率开关S1导通之前导通。并且可以看出，所述四电平buck-boost直流-直流变换器工作的任意时刻，所述第一开关电容电路211和第二开关电容电路212均有三个功率开关同时导通，所述第一开关电容电路211中每个功率开关承受的电压为输入直流电压Vin的1/3，即1/3*Vin，第二开关电容电路212中每个功率开关承受的电压为输出电压Vo的1/3，即1/3*Vo，而传统的buck-boost(正电压)变换器中，功率开关承受的电压为输出电压Vo或输入直流电压Vin，由此可见，所述四电平buck-boost直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为3*fs，从而本实施例中，所述第一电感L1可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

本实施例中，所述交流-直流转换电路还包括两个第一控制电路，所述第一控制电路采用两种控制方式进行控制所述多电平直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。具体的，所述两个第一控制电路分别用于控制所述第一开关电容电路211和所述第二开关电容电路212中功率开关的开关状态。本实施例中的两种第一控制电路和实施例一中的两种第一控制电路类似，在此不进行赘述。

实施例八中第一DC-DC转换模块为4电平buck-boost直流-直流变换器(正电压)，在其他的实施例中，所述第一DC-DC转换模块可以为任意电平的buck-boost直流-直流变换器，如图18所示，给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例九的电路示意图；其中，所述第一DC-DC转换模块为N+1电平buck-boost(正电压)直流-直流变换器，N大于1。

所述N+1电平buck-boost直流-直流变换器包括第一开关电容电路211、第二开关电容电路212和第一电感L1，所述第一开关电容电路211的第一端为所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以接收所述输入直流电压Vin，所述第一开关电容电路211的第二端耦接所述第一电感L1的一端，所述第一电感L1的另一端耦接所述第二开关电容电路212的第一端，所述第二开关电容电路212的第二端为所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d。实施例九中的第一开关电容电路211、第二开关电容电路212与实施例八中的不同，其余部分均相同。

在本实施例中，所述第一开关电容电路211包括2N个第一功率开关S1～S2N和N-1个第一飞跨电容C1～CN-1，所述2N个第一功率开关S1～S2N依次串联在所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c和地电位之间，以形成2N-1个第一中间节点a1～a2N-1，所述第m个第一飞跨电容Cm耦接在第m个第一中间节点am和第2N-m个第一中间节点a2N-m之间，所述第一开关电容电路211的第二端为所述第N个第一中间节点aN，耦接第一电感L1的一端；所述第二开关电容电路212包括2N个第一功率开关M1～M2N和N-1个第二飞跨电容c1～cN-1，所述2N个第二功率开关M1～M2N依次串联在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间，以形成2N-1个第二中间节点b1～b2N-1，所述第m个第二飞跨电容cm耦接在第m个第二中间节点bm和第2N-m个第二中间节点b2N-m之间，所述第二开关电容电路212的第一端为所述第N个第二中间节点bN，耦接第一电感L1的另一端，其中m不大于N-1。

所述N+1电平buck-boost直流-直流变换器(正电压)工作时，第2N-n+1个第一功率开关S2N-n+1与第n个第一功率Sn开关互补导通，第2N-n+1个第二功率开关M2N-n+1与第n个第二功率Mn开关互补导通，n不大于N。所述第e个第二功率开关Me在第e个第一功率开关Se关断之后至第e+1个第一功率开关Se+1导通之前导通，e小于N，所述第N个第二功率开关MN在第N个第一功率开关SN关断之后至下个开关周期第一个第一功率开关S1导通之前导通。所述N+1电平buck-boost直流-直流变换器工作的任意时刻，所述第一开关电容电路211和第二开关电容电路212均有N个功率开关同时导通，所述第一开关电容电路211中每个功率开关承受的电压为输入直流电压Vin的1/N，即1/N*Vin，第二开关电容电路212中每个功率开关承受的电压为输出电压Vo的1/N，即1/N*Vo，而传统的buck-boost(正电压)变换器中，功率开关承受的电压为输出电压Vo或输入直流电压Vin，由此可见，所述N+1电平buck-boost直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为N*fs，从而本实施例中，所述第一电感L1可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

所述交流-直流转换电路还包括两个第一控制电路，用于控制所述N+1电平buck-boost直流-直流变换器的工作状态以进行功率因数校正。所述第一控制电路采用两种控制方式进行控制所述多电平直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。具体的，所述两个第一控制电路分别用于控制所述第一开关电容电路211和所述第二开关电容电路212中功率开关的开关状态。本实施例中的两种第一控制电路和实施例二中的两种第一控制电路类似，在此不进行赘述。

此外，实施例八和九中的第一开关电容电路211和第二开关电容电路212还可以用任意的开关电容变换器进行替换，其结构和控制方式和实施例三类似，在此不进行赘述。

图19为本发明第一DC-DC转换模块实施例十的电路示意图；所述第一DC-DC转换模块包括四电平cuk直流-直流变换器，所述四电平cuk直流-直流变换器包括第一功率开关S1～S3、第二功率开关M1～M3、飞跨电容C1～C2、第一电感L1、第二电感L2和第一电容c1，所述第一电感L1的一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以接收所述输入直流电压Vin，所述第一电感L1的另一端耦接所述第一电容c1的一端，所述第一电容c1的另一端耦接第二电感L2的一端，所述第二电感L2的另一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d，所述第一功率开关S1～S3依次串联在所述第一电感L1和所述第一电容c1的公共端和地电位之间，以形成第一中间节点a1和a2，所述第二功率开关M1～M3依次串联在所述第二电感L2和所述第一电容c1的公共端和地电位之间，以形成第二中间节点b1和b2，所述飞跨电容C1耦接在第一中间节点a1和第二中间节点b1之间，所述飞跨电容C2耦接在第一中间节点a2和第二中间节点b2之间，所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。可选的，所述四电平cuk直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

图20给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例十的工作波形图，控制信号G1～G3分别用于驱动功率开关S1～S3，控制信号g1-g3分别用于驱动第二功率开关M1～M3。在t₀-t₁区间，G2、G3和g1为高电平，第一功率开关S2和S3以及第二功率开关M1导通，所述第二电感L2上的电流增大；在t₁-t₂区间，g1、g2和g3为高电平，第二功率开关M1、M2和M3导通，所述第二电感L2上的电流减小；在t₂-t₃区间，所述G3、g1和g2为高电平，第一功率开关S3以及第二功率开关M1和M2导通，所述第二电感L2上的电流增大；在t₃-t₄区间，g1、g2和g3为高电平，第二功率开关M1、M2和M3导通，所述第二电感L2上的电流减小；在t₄-t₅区间，所述G1、G2和G3为高电平，第一功率开关S1、S2和S3导通，所述第二电感L2上的电流增大；在t₅-t₆区间，g1、g2和g3为高电平，第二功率开关M1、M2和M3导通，所述第二电感L2上的电流减小，t₀-t₆为一个开关周期。其中，区间t₀-t₁，t₂-t₃以及t₄-t₅相等，区间t₁-t₂，t₃-t₄，t₅-t₆相等。

从图20中看出，所述第一功率开关S1和第二功率开关M1互补导通，所述第一功率开关S2和第二功率开关M2互补导通，所述第一功率开关S3和第二功率开关M3互补导通。第一功率开关S1在一个开关周期导通一次，第一功率开关S2在一个开关周期导通两次，第一功率开关S3在一个开关周期导通三次，三个第一功率开关S1～S3每次导通的导通时间相同。在一个开关周期内，第一功率开关S3关断3次，且每次的关断时间相等。并且可以看出，所述四电平cuk直流-直流变换器工作的任意时刻，均有三个功率开关同时导通，即每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和的1/3，即1/3*(Vo+Vin)，而传统的cuk变换器中，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和，即Vo+Vin，由此可见，所述四电平cuk直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为3*fs，从而本实施例中，所述第二电感L2可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

本实施例中，所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，所述第一控制电路采用两种控制方式进行控制所述四电平cuk直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。实施例十中的第一种第一控制电路和实施例一中的第一种第一控制电路类似，其区别在于：所述PWM生成模块44的结构不同，用以控制所述第一功率开关S1～S3、第二功率开关M1～M3的开关状态。在本实施例中，所述PWM生成模块44接收所述第一占空比信号D，用于在一个开关周期内导通第q个第一功率开关Sq q次，q不大于3，具体的，导通第一功率开关S1一次，第一功率开关S2两次，第一功率开关S3三次，三个第一功率开关S1～S3每次导通的导通时间相同(即区间t₀-t₁，t₂-t₃以及t₄-t₅相等)，根据第一占空比信号D控制每个第一功率开关每次的导通时间；其中，在一个开关周期内所述第一功率开关S3关断3次，且每次的关断时间相等(即区间t₁-t₂，t₃-t₄，t₅-t₆相等)，从而(t₁-t₀)除以(t₂-t₀)等于第一占空比信号D，而t₂-t₀等于三分之一开关周期，故(t₁-t₀)除以三分之一开关周期等于第一占空比信号D，从而得到第一功率开关S1～S3每次的关断时刻。可选的，所述第一功率开关S1～S3每次的导通时刻用时钟信号控制。所述PWM生成模块44还用于控制所述第二功率开关M1～M3，控制所述第二功率开关M1和第一功率开关S1互补导通，所述第二功率开关M2和第一功率开关S2互补导通，所述第二功率开关M3和第一功率开关S3互补导通。需要说明的是，第一控制电路中的电感电流采样信号为流过第二电感L2的电流的采样信号。所述实施例十中的第二种第一控制电路和实施例一中的第二种第一控制电路类似，在此不进行赘述。

实施例十中第一DC-DC转换模块为4电平cuk直流-直流变换器，在其他的实施例中，所述第一DC-DC转换模块可以为任意电平的cuk直流-直流变换器，如图21所示，给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例十一的电路示意图；其中，所述第一DC-DC转换模块为N+1电平cuk直流-直流变换器，N大于1。

所述N+1电平cuk直流-直流变换器包括N个第一功率开关S1～SN、N个第二功率开关M1～MN、N-1个飞跨电容C1～CN-1、第一电感L1、第二电感L2和第一电容c1，所述第一电感L1的一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以接收所述输入直流电压Vin，所述第一电感L1的另一端耦接所述第一电容c1的一端，所述第一电容c1的另一端耦接第二电感L2的一端，所述第二电感L2的另一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d，所述N个第一功率开关S1～SN依次串联在所述第一电感L1和所述第一电容c1的公共端和地电位之间，以形成N-1个第一中间节点a1～aN-1，所述N个第二功率开关M1～MN依次串联在所述第二电感L2和所述第一电容c1的公共端和地电位之间，以形成N-1个第二中间节点b1～bN-1，所述第m个飞跨电容Cm耦接在所述第m个第一中间节点am和第m个第二中间节点bm之间，m不大于N-1。所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。可选的，所述N+1电平cuk直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

所述N+1电平cuk直流-直流变换器工作时，第n个第二功率开关Mn与第n个第一功率开关Sn互补导通，n不大于N。第n个第一功率开关Sn在一个开关周期导通n次，N个第一功率开关S1～SN每次导通的导通时间相同。在一个开关周期内，第N个第一功率开关SN关断N次，且每次的关断时间相等。所述N+1电平cuk直流-直流变换器工作的任意时刻，均有N个功率开关同时导通，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和的1/N，即1/N*(Vo+Vin)，而传统的cuk变换器中，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和，即Vo+Vin，由此可见，所述N+1电平cuk直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为N*fs，从而本实施例中，所述第二电感L2可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，用于控制所述N+1电平cuk直流-直流变换器的工作状态以进行功率因数校正。实施例十一中的第一种第一控制电路和实施例十中的第一种第一控制电路类似，其区别在于：所述PWM生成模块44的结构不同，用以控制N个第一功率开关S1～SN和N个第二功率开关M1～MN的开关状态。在本实施例中，所述PWM生成模块44接收所述第一占空比信号D，用于在一个开关周期内导通第q个第一功率开关Sq q次，q不大于N，N个第一功率开关S1～SN每次导通的导通时间相同，根据第一占空比信号D控制每个第一功率开关每次的导通时间；其中，在一个开关周期内，第N个第一功率开关SN关断N次，且每次的关断时间相等；可选的，所述第一功率开关S1～SN每次的导通时刻用时钟信号控制。所述PWM生成模块44还用于控制所述第二功率开关M1～MN，控制第n个第二功率开关Mn和第n个第一功率开关Sn互补导通，n不大于N。需要说明的是，第一控制电路中的电感电流采样信号为流过第二电感L2的电流的采样信号。所述实施例十一中的第二种第一控制电路和实施例十中的第二种第一控制电路类似，在此不进行赘述。

图22为本发明第一DC-DC转换模块实施例十二的电路示意图；所述第一DC-DC转换模块包括四电平sepic直流-直流变换器，所述四电平sepic直流-直流变换器包括第一功率开关S1～S3、第二功率开关M1～M3、飞跨电容C1～C2、第一电感L1、第二电感L2和第一电容c1，所述第一电感L1的一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以接收所述输入直流电压Vin，所述第一电感L1的另一端耦接所述第一电容c1的一端，所述第一电容c1的另一端耦接第二电感L2的一端，所述第二电感L2的另一端接地，所述第一功率开关S1～S3依次串联在所述第一电感L1和所述第一电容c1的公共端和地电位之间，以形成第一中间节点a1和a2，所述第二功率开关M1～M3依次串联在所述第二电感L2和所述第一电容c1的公共端和所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d之间，以形成第二中间节点b1和b2，所述飞跨电容C1耦接在第一中间节点a1和第二中间节点b1之间，所述飞跨电容C2耦接在第一中间节点a2和第二中间节点b2之间，所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。可选的，所述四电平sepic直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

图23给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例十二的工作波形图，控制信号G1～G3分别用于驱动功率开关S1～S3，控制信号g1-g3分别用于驱动第二功率开关M1～M3。在t₀-t₁区间，G2、G3和g1为高电平，第一功率开关S2和S3以及第二功率开关M1导通，所述第二电感L2上的电流增大；在t₁-t₂区间，g1、g2和g3为高电平，第二功率开关M1、M2和M3导通，所述第二电感L2上的电流减小；在t₂-t₃区间，所述G3、g1和g2为高电平，第一功率开关S3以及第二功率开关M1和M2导通，所述第二电感L2上的电流增大；在t₃-t₄区间，g1、g2和g3为高电平，第二功率开关M1、M2和M3导通，所述第二电感L2上的电流减小；在t₄-t₅区间，所述G1、G2和G3为高电平，第一功率开关S1、S2和S3导通，所述第二电感L2上的电流增大；在t₅-t₆区间，g1、g2和g3为高电平，第二功率开关M1、M2和M3导通，所述第二电感L2上的电流减小，t₀-t₆为一个开关周期。其中，区间t₀-t₁，t₂-t₃以及t₄-t₅相等，区间t₁-t₂，t₃-t₄，t₅-t₆相等。

从图23中看出，所述第一功率开关S1和第二功率开关M1互补导通，所述第一功率开关S2和第二功率开关M2互补导通，所述第一功率开关S3和第二功率开关M3互补导通。第一功率开关S1在一个开关周期导通一次，第一功率开关S2在一个开关周期导通两次，第一功率开关S3在一个开关周期导通三次，三个第一功率开关S1～S3每次导通的导通时间相同。在一个开关周期内，第一功率开关S3关断3次，且每次的关断时间相等。并且，所述四电平sepic直流-直流变换器工作的任意时刻，均有三个功率开关同时导通，即每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和的1/3，即1/3*(Vo+Vin)，而传统的sepic变换器中，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和，即Vo+Vin，由此可见，所述四电平sepic直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为3*fs，从而本实施例中，所述第二电感L2可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

本实施例中，所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，所述第一控制电路采用两种控制方式进行控制所述四电平sepic直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。本实施例中的两种第一控制电路和实施例十中的两种第一控制电路类似，在此不进行赘述。

实施例十二中第一DC-DC转换模块为4电平sepic直流-直流变换器，在其他的实施例中，所述第一DC-DC转换模块可以为任意电平的sepic直流-直流变换器，如图24所示，给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例十三的电路示意图；其中，所述第一DC-DC转换模块为N+1电平sepic直流-直流变换器，N大于1。

所述N+1电平sepic直流-直流变换器包括N个第一功率开关S1～SN、N个第二功率开关M1～MN、N-1个飞跨电容C1～CN-1、第一电感L1、第二电感L2和第一电容c1，所述第一电感L1的一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以接收所述输入直流电压Vin，所述第一电感L1的另一端耦接所述第一电容c1的一端，所述第一电容c1的另一端耦接第二电感L2的一端，所述第二电感L2的另一端接地，所述N个第一功率开关S1～SN依次串联在所述第一电感L1和所述第一电容c1的公共端和地电位之间，以形成N-1个第一中间节点a1～aN-1，所述N个第二功率开关M1～MN依次串联在所述第二电感L2和所述第一电容c1的公共端和所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d之间，以形成N-1个第二中间节点b1～bN-1，所述第m个飞跨电容Cm耦接在所述第m个第一中间节点am和第m个第二中间节点bm之间，m不大于N-1。所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。可选的，所述N+1电平sepic直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

所述N+1电平sepic直流-直流变换器工作时，第n个第二功率开关Mn与第n个第一功率开关Sn互补导通，n不大于N。第n个第一功率开关Sn在一个开关周期导通n次，N个第一功率开关S1～SN每次导通的导通时间相同。在一个开关周期内，第N个第一功率开关SN关断N次，且每次的关断时间相等。所述N+1电平sepic直流-直流变换器工作的任意时刻，均有N个功率开关同时导通，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和的1/N，即1/N*(Vo+Vin)，而传统的sepic变换器中，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和，即Vo+Vin，由此可见，所述N+1电平sepic直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为N*fs，从而本实施例中，所述第二电感L2可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，用于控制所述N+1电平sepic直流-直流变换器的工作状态以进行功率因数校正。所述第一控制电路采用两种控制方式进行控制所述多电平直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。本实施例中的两种第一控制电路和实施例十一中的两种第一控制电路类似，在此不进行赘述。

图25为本发明第一DC-DC转换模块实施例十四的电路示意图；所述第一DC-DC转换模块包括四电平zeta直流-直流变换器，所述四电平zeta直流-直流变换器包括第一功率开关S1～S3、第二功率开关M1～M3、飞跨电容C1～C2、第一电感L1、第二电感L2和第一电容c1，所述第一功率S1～S3开关依次串联在所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c和第一节点o之间，以形成第一中间节点a1和a2，所述第一电感L1的一端耦接在所述第一节点o，所述第一电感L1的另一端接地，所述第一电容c1的一端耦接在所述第一节点o，所述第一电容c1的另一端耦接第二电感L2，所述第二电感L2的另一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d，所述第二功率开关M1～M3依次串联在地电位和所述第二电感L2和所述第一电容c1的公共端之间，以形成第二中间节点b1和b2，所述飞跨电容C1耦接在第一中间节点a1和第二中间节点b1之间，所述飞跨电容C2耦接在第一中间节点a2和第二中间节点b2之间，其中，所述第一节点o为所述第一电感L1和所述第一电容c1的公共端。所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。可选的，所述四电平zeta直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

图26给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例十四的工作波形图，控制信号G1～G3分别用于驱动功率开关S1～S3，控制信号g1-g3分别用于驱动第二功率开关M1～M3。在t₀-t₁区间，所述G1、G2和G3为高电平，第一功率开关S1、S2和S3导通，所述第二电感L2上的电流增大；在t₁-t₂区间，g1、g2和g3为高电平，第二功率开关M1、M2和M3导通，所述第二电感L2上的电流减小；在t_2-t₃区间，G2、G3和g1为高电平，第一功率开关S2和S3以及第二功率开关M1导通，所述第二电感L2上的电流增大；在t₃-t₄区间，g1、g2和g3为高电平，第二功率开关M1、M2和M3导通，所述第二电感L2上的电流减小；在t₄-t₅区间，所述G3、g1和g2为高电平，第一功率开关S3以及第二功率开关M1和M2导通，所述第二电感L2上的电流增大；在t₅-t₆区间，g1、g2和g3为高电平，第二功率开关M1、M2和M3导通，所述第二电感L2上的电流减小，t₀-t₆为一个开关周期。其中，区间t₀-t₁，t₂-t₃以及t₄-t₅相等，区间t₁-t₂，t₃-t₄，t₅-t₆相等。

从图26中看出，第一功率开关S1在一个开关周期导通一次，第一功率开关S2在一个开关周期导通两次，第一功率开关S3在一个开关周期导通三次，三个第一功率开关S1～SN每次导通的导通时间相同。在一个开关周期内，第一功率开关S3关断3次，且每次的关断时间相等。所述第一功率开关S1和第二功率开关M1互补导通，所述第一功率开关S2和第二功率开关M2互补导通，所述第一功率开关S3和第二功率开关M3互补导通。并且，所述四电平zeta直流-直流变换器工作的任意时刻，均有三个功率开关同时导通，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和的1/3，即1/3*(Vo+Vin)，而传统的zeta变换器中，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和，即Vo+Vin，由此可见，所述四电平zeta直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为3*fs，从而本实施例中，所述第二电感L2可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

本实施例中，所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，所述第一控制电路采用两种控制方式进行控制所述四电平zeta直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。本实施例中的两种第一控制电路和实施例十中的两种第一控制电路类似，在此不进行赘述。

实施例十四中第一DC-DC转换模块为4电平zeta直流-直流变换器，在其他的实施例中，所述第一DC-DC转换模块可以为任意电平的zeta直流-直流变换器，如图27所示，给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例十五的电路示意图；其中，所述第一DC-DC转换模块为N+1电平zeta直流-直流变换器，N大于1。

所述N+1电平zeta直流-直流变换器包括N个第一功率开关S1～SN、N个第二功率开关M1～MN、N-1个飞跨电容C1～CN-1、第一电感L1、第二电感L2和第一电容c1，所述N个第一功率开关S1～SN开关依次串联在所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c和第一节点o之间，以形成N-1个第一中间节点a1～aN-1，所述第一电感L1的一端耦接在所述第一节点o，所述第一电感L1的另一端接地，所述第一电容c1的一端耦接在所述第一节点o，所述第一电容c1的另一端耦接第二电感L2，所述第二电感L2的另一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d，所述N个第二功率开关M1～MN依次串联在地电位和所述第二电感L2和所述第一电容c1的公共端之间，以形成N-1个第二中间节点b1～bN-1，所述第m个飞跨电容Cm耦接在所述第m个第一中间节点am和第m个第二中间节点之间bm，其中，所述第一节点o为所述第一电感L1和所述第一电容c1的公共端，m不大于N-1。所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。可选的，所述N+1电平zeta直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

所述N+1电平zeta直流-直流变换器工作时，第n个第二功率开关Mn与第n个第一功率开关Sn互补导通，n不大于N。第n个第一功率开关Sn在一个开关周期导通n次，N个第一功率开关S1～SN每次导通的导通时间相同。在一个开关周期内，第N个第一功率开关SN关断N次，且每次的关断时间相等。所述N+1电平zeta直流-直流变换器工作的任意时刻，均有N个功率开关同时导通，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和的1/N，即1/N*(Vo+Vin)，而传统的zeta变换器中，每个功率开关承受的电压为输出电压Vo和输入直流电压Vin之和，即Vo+Vin，由此可见，所述N+1电平zeta直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为N*fs，从而本实施例中，所述第二电感L2可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，用于控制所述N+1电平zeta直流-直流变换器的工作状态以进行功率因数校正。所述第一控制电路采用两种控制方式进行控制所述多电平直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。本实施例中的两种第一控制电路和实施例十一中的两种第一控制电路类似，在此不进行赘述。

图28为本发明第一DC-DC转换模块实施例十六的电路示意图；所述第一DC-DC转换模块包括四电平半桥直流-直流变换器，所述四电平半桥直流-直流变换器包括6个开关电容单元和第一电感L1，所述每个开关电容单元包括第一功率开关Si、第二功率开关Mi和第一电容Ci，所述第一功率开关Si和所述第二功率开关Mi依次串联后和所述第一电容Ci并联，i＝1～6，第一个第一中间节点a1耦接所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以用于接所述输入直流电压Vin，第6个第二中间节点b6接地，第m个第二中间节点bm耦接第m+1个第一中间节点am+1，所述第一电感L1的一端耦接第3个第二中间节点b3，所述第一电感L1的另一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d，其中，所述第一中间节点ai为所述第一功率开关Si和所述第二功率开关Mi的公共端，所述第二中间节点bi为所述第一电容Ci和所述第二功率开关Mi的公共端，i＝1～6，m大于1且m小于6。所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。可选的，所述四电平半桥直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

图29为本发明第一DC-DC转换模块实施例十六的工作波形图，其中控制信号G1～G6分别用于驱动第一功率开关S1～S6，控制信号g1-g6分别用于驱动第二功率开关M1～M6。在t₀-t₁区间，所述G1、G2和g3为高电平，第一功率开关S1、S2和第二功率开关M3导通，所述电感电流增大；在t₁-t₂区间，g4、g5和g6为高电平，第二功率开关M4、M5和M6导通，所述电感电流减小；在t₂-t₃区间，G1、G3和g2为高电平，第一功率开关S1和S3以及第二功率开关M2导通，所述电感电流增大；在t₃-t₄区间，g4、g5和g6为高电平，第二功率开关M4、M5和M6导通，所述电感电流减小；在t₄-t₅区间，所述G2、G3和g1为高电平，第一功率开关S2和S3以及第二功率开关M1导通，所述电感电流增大；在t₅-t₆区间，g4、g5和g6为高电平，第二功率开关M4、M5和M6导通，所述电感电流减小；在t₆-t₇区间，所述G4、g5和g6为高电平，所述第一功率开关S4和第二功率开关M5和M6导通，所述电感电流增大；在t₇-t₈区间，所述g4、g5和g6为高电平，第二功率开关M4、M5和M6导通，所述电感电流减小；在t₈-t₉区间，所述G5、g4和g6为高电平，所述第一功率开关S5和第二功率开关M4和M6导通，所述电感电流增大；在t₉-t₁₀区间，所述g4、g5和g6为高电平，第二功率开关M4、M5和M6导通，所述电感电流减小；在t₁₀-t₁₁区间，所述G6、g4和g5为高电平，所述第一功率开关S6和第二功率开关M4和M5导通，所述电感电流增大；在t₁₁-t₁₂区间，所述g4、g5和g6为高电平，第二功率开关M4、M5和M6导通，所述电感电流减小，t₀-t₁₂为一个开关周期。其中区间t₀-t₁,t₂-t₃,t₄-t₅,t₆-t₇,t₈-t₉以及t₁₀-t₁₁相等，区间t₁-t₂，t₃-t₄，t₅-t₆，t₇-t₈，t₉-t₁₀以及t₁₁-t₁₂相等。

从图29中看出，所述四电平半桥直流-直流变换器工作的任意时刻，均有三个开关电容单元工作，且均有三个功率开关同时导通，每个功率开关承受的电压为输入直流电压Vin的1/3，即1/3*Vin，而传统的半桥变换器中，每个功率开关承受的电压为输入直流电压Vin，由此可见，所述四电平半桥直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为6*fs，从而本实施例中，所述第一电感L1可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

本实施例中，所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，所述第一控制电路采用两种控制方式进行控制所述四电平半桥直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。本实施例中的两种控制方式的第一控制电路和实施例十中的第一控制电路类似，在此不进行赘述。

实施例十六中第一DC-DC转换模块为4电平半桥直流-直流变换器，在其他的实施例中，所述第一DC-DC转换模块可以为任意电平的半桥直流-直流变换器，如图30所示，给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例十七的电路示意图；其中，所述第一DC-DC转换模块为N+1电平半桥直流-直流变换器，N大于1。

所述N+1电平半桥直流-直流变换器包括2N个开关电容单元和第一电感L1，每个开关电容单元包括第一功率开关Si、第二功率开关Mi和第一电容Ci，所述第一功率开关Si和所述第二功率开关Mi依次串联后和所述第一电容Ci并联，i＝1～2N，第一个第一中间节点a1耦接所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以用于接所述输入直流电压Vin，第2N个第二中间节点b2N接地，第m个第二中间节点bm耦接第m+1个第一中间节点am+1，所述第一电感L1的一端耦接第N个第二中间节点bN，所述第一电感L1的另一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d，其中，所述第一中间节点ai为所述第一功率开关Si和所述第二功率开关Mi的公共端，所述第二中间节点bi为所述第一电容Ci和所述第二功率开关Mi的公共端，i＝1～2N，m大于1且m小于2N。所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。可选的，所述N+1电平半桥直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

所述N+1电平半桥直流-直流变换器工作的任意时刻，均有N个开关电容单元工作，N个功率开关同时导通，每个功率开关承受的电压为输入直流电压Vin的1/N，即1/N*Vin，而传统的半桥变换器中，每个功率开关承受的电压为输入直流电压Vin，由此可见，所述N+1电平的半桥直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为2N*fs，从而本实施例中，所述第一电感L1可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，用于控制所述N+1电平半桥直流-直流变换器的工作状态以进行功率因数校正。所述第一控制电路采用两种控制方式进行控制所述多电平直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。本实施例中的两种第一控制电路和实施例十一中的两种第一控制电路类似，在此不进行赘述。

图31为本发明第一DC-DC转换模块实施例十八的电路示意图；所述第一DC-DC转换模块包括四电平全桥直流-直流变换器，所述四电平全桥直流-直流变换器包括6个开关电容单元和第一电感L1，每个开关电容单元包括四个功率开关和第一电容，两个功率开关S1i和M1i串联形成第一串联结构，另外两个功率开关S2i和M2i串联形成第二串联结构，所述第一电容C1、所述第一串联结构和所述第二串联结构依次并联，第一个第一中间节点a1耦接所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以用于接收所述输入直流电压Vin，第6个第二中间节点b6接地，所述第m个第二中间节点bm耦接第m+1个第一中间节点am+1，所述第一电感L1的一端耦接第3个第二中间节点b3，所述第一电感L1的另一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d，其中，所述第一中间节点ai为所述第一串联结构中两个功率开关S1i和M1i的公共端，所述第二中间节点bi为所述第二串联结构中两个功率开关S2i和M2i的公共端，其中i＝1～6，m大于1且m小于6。所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。可选的，所述四电平全桥直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

图32为本发明第一DC-DC转换模块实施例十八的工作波形图，其中控制信号G1～G6分别用于驱动第一功率开关S1～S6，控制信号g1-g6分别用于驱动第二功率开关M1～M6。其中t₀-t₁₂为一个开关周期，区间t₀-t₁,t₂-t₃,t₄-t₅,t₆-t₇,t₈-t₉以及t₁₀-t₁₁相等，区间t₁-t₂，t₃-t₄，t₅-t₆，t₇-t₈，t₉-t₁₀以及t₁₁-t₁₂相等。

从图32中看出，所述四电平全桥直流-直流变换器工作的任意时刻，均有3个开关电容单元中的功率开关导通，每个开关电容单元成第一串联结构和第二串联结构中均有一个功率开关导通，从而每个开关电容单元承受的电压为输入直流电压Vin的1/3，即1/3*Vin，而传统的全桥变换器中，每个开关电容单元承受的电压为输入直流电压Vin，从而每个开关电容单元中功率开关的耐压也相应降低，由此可见，所述四电平全桥直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为6*fs，从而本实施例中，所述第一电感L1可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

本实施例中，所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，所述第一控制电路采用两种控制方式进行控制所述四电平全桥直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。本实施例中的两种第一控制电路和实施例十中的两种第一控制电路类似，在此不进行赘述。

实施例十八中第一DC-DC转换模块为4电平全桥直流-直流变换器，在其他的实施例中，所述第一DC-DC转换模块可以为任意电平的全桥直流-直流变换器，如图33所示，给出了本发明第一DC-DC转换模块实施例十九的电路示意图；其中，所述第一DC-DC转换模块为N+1电平全桥直流-直流变换器，N大于1。

所述N+1电平全桥直流-直流变换器包括2N个开关电容单元和第一电感L1，每个开关电容单元包括四个功率开关S1i、M1i、S2i、M2i和第一电容Ci，i＝1～2N，两个功率开关S1i和M1i串联形成第一串联结构，另外两个功率开关S2i和M2i串联形成第二串联结构，所述第一电容C1、所述第一串联结构和所述第二串联结构依次并联，第一个第一中间节点a1耦接所述第一DC-DC转换模块的输入高电位端c，用以用于接收所述输入直流电压Vin，第2N个第二中间节点b2N接地，所述第m个第二中间节点bm耦接第m+1个第一中间节点am+1，所述第一电感L1的一端耦接第N个第二中间节点bN，所述第一电感L1的另一端耦接所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d，其中，所述第一中间节点ai为所述第一串联结构中两个功率开关S1i和M1i的公共端，所述第二中间节点bi为所述第二串联结构中两个功率开关S2i和M2i的公共端，其中i＝1～2N，m大于1且m小于2N。所述第一DC-DC转换模块的输入低电位端为地电位端，所述第一DC-DC转换模块的输出低电位端为地电位端。可选的，所述N+1电平全桥直流-直流变换器还包括输出电容Co，耦接在所述第一DC-DC转换模块的输出高电位端d和地电位之间。

所述N+1电平全桥直流-直流变换器工作的任意时刻，均有3个开关电容单元中的功率开关导通，每个开关电容单元中第一串联结构和第二串联结构中均有一个功率开关导通，每个开关电容单元承受的电压为输入直流电压Vin的1/N，即1/N*Vin，而传统的全桥变换器中，每个开关电容单元承受的电压为输入直流电压Vin，从而每个开关电容单元中功率开关的耐压也相应降低由此可见，所述N+1电平的全桥直流-直流变换器可以降低每个功率开关的耐压，其中的每个功率开关均可以使用低耐压等级的开关器件。并且，在每个功率开关的工作频率为fs的条件下，电感电流上的等效开关频率为2N*fs，从而本实施例中，所述第一电感L1可以选择电感值较小的电感，且输出电容Co的纹波较小。

所述交流-直流转换电路还包括第一控制电路，用于控制所述N+1电平全桥直流-直流变换器的工作状态以进行功率因数校正。所述第一控制电路采用两种控制方式进行控制所述多电平直流-直流变换器的工作状态，以进行功率因数校正。本实施例中的两种第一控制电路和实施例十一中的两种第一控制电路类似，在此不进行赘述。

图34为本发明第一DC-DC转换模块的第二种电路框图；所述第一DC-DC转换模块2包括N个第一类型的功率变换器21～2N，所述N个第一类型的功率变换器21～2N的输入端串联在第一DC-DC转换模块的输入高电位端c和地电位之间，所述第一DC-DC转换模块具有N个输出端，分别为所述N个第一类型的功率变换器21～2N的输出端，以得到第一DC-DC转换模块的输出电压Vo1～VoN。当第一DC-DC转换模块2包括N个第一类型的功率变换器21～2N，所述第二DC-DC转换模块3为N个输入独立的隔离型DC-DC变换器，所述N个隔离型DC-DC变换器的输入端分别耦接所述N个第一类型的功率变换器21～2N的输出端。

所述第一类型的功率变换器为非隔离型的功率变换器。可选的，所述第一类型的功率变换器为buck变换器、boost变换器、buck-boost变换器、cuk变换器、sepic变换器、zeta变换器、半桥变换器以及全桥变换器之一。

上述每个第一类型的功率变换器包括至少一个第一功率开关以及至少一个第二功率开关，在每个第一类型的功率变换器中：所有第一功率开关同时导通和关断，所有第二功率开关同时导通和关断，所述第一功率开关和所述第二功率开关互补导通。例如buck电路存在一个第一功率开关和1个第二功率开关，且第一功率开关和第二功率开关互补导通。

需要说明的是，N个第一类型的功率变换器可以均为同一种非隔离型的功率变换器，例如N个buck变换器，也可以为不同种类的非隔离型的功率变换器，例如boost变换器、buck变换器等的混合，本发明不对此进行限制。

所述第一DC-DC转换模块2包括N个第一类型的功率变换器21～2N工作时，每个功率开关承受的耐压为：传统第一DC-DC转换模块2仅包含一个第一类型的功率变换器工作时，每个功率开关承受耐压的1/N，从而降低了每个功率开关的耐压。在第一DC-DC模块2工作的任意时刻，均至少有N个功率开关同时导通，也即N个第一类型的功率变换器21～2N中每个第一类型的功率变换器中至少有一个功率开关导通，从而降低每个功率开关所承受的电压(耐压)。

在第二种电路框图下，所述交流-直流转换电路还包括N个第一控制电路，分别用于控制N个第一类型的功率变换器21～2N工作状态以进行功率因数校正。

N个第一控制电路中的每个第一控制电路有两种方式，第一种第一控制电路与实施例一中的第一种第一控制电路类似，第二种第一控制电路和实施例一中的第二种第一控制电路类似，具体的第一控制电路将结合下面的实施例二十进行说明，但本发明不对此进行限制。

图35为本发明第一DC-DC转换模块实施例二十的电路示意图；所述第一DC-DC转换模块包括3个buck变换器21～23，所述3个buck变换器21～23的输入端串联在第一DC-DC转换模块的输入高电位端c和地电位之间，所述第一DC-DC转换模块具有3个输出端，分别为所述3个buck变换器21～23的输出端，以得到第一DC-DC转换模块的输出电压Vo1～Vo3。

所述第一DC-DC转换模块2包括3个buck变换器21～23，工作时每个功率开关承受的耐压为：传统第一DC-DC转换模块2仅包含一个buck变换器工作时，每个功率开关承受耐压的1/3，从而降低了每个功率开关的耐压。

所述交流-直流转换电路还包括3个第一控制电路，分别用于控制3个buck变换器21～23工作状态以进行功率因数校正。

本实施例中，三个第一控制电路中所述每个第一控制电路的结构有两种方式，第一种第一控制电路与实施例一中的第一种第一控制电路类似，其区别在于：所述PWM生成模块44的结构不同，用以控制功率开关S1和S2(或S3和S4或S5和S6)的开关状态。在本实施例中，所述PWM生成模块44包括：导通控制电路441和关断控制电路442，所述导通控制电路441用于开通功率开通S1(或S3或S5)。可选的，利用时钟信号控制功率开关S1(或S3或S5)的开通时刻。关断控制电路442，接收所述第一占空比信号D，用于根据所述第一占空比信号D控制功率开关S1(或S3或S5)的关断时刻。其中，所述导通控制电路441和所述关断控制电路442还用于控制功率开关S2(或S4或S6)的工作状态，功率开关S2与功率开关S1互补导通，功率开关S4与功率开关S3互补导通，功率开关S6与功率开关S5互补导通。

第二种第一控制电路和实施例一中的第二种第一控制电路类似，其区别在于：所述导通控制电路61的结构不同，用以控制功率开关S1和S2(或S3和S4或S5和S6)的开关状态。在本实施例中，所述第一控制电路包括导通控制电路61和关断控制电路62，所述导通控制电路61接收电感电流IL，在电感电流过零时，生成的导通触发信号，以控制功率开关S1(或S3或S5)导通；关断控制电路62接收电压采样信号SVout和第一比例系数K1以生成导通时间信号Ton，根据导通时间信号Ton控制功率开关S1(或S3或S5)的关断时刻；其中，所述导通控制电路441和所述关断控制电路442还用于控制功率开关S2(或S4或S6)的工作状态，功率开关S2与功率开关S1互补导通，功率开关S4与功率开关S3互补导通，功率开关S6与功率开关S5互补导通。

进一步的，本发明所述的第二DC-DC转换模块3被配置为隔离型DC-DC变换器，以进行电气隔离，可选的，所述第二DC-DC转换模块3用于实现输出稳压功能或输出恒流功能，本发明对此不进行限制。

优选地，所述第二DC-DC转换模块3包括N个第二类型的功率变换器，所述N大于1。所述第二类型的功率变换器为隔离型DC-DC变换器，以进行电气隔离。所述第二类型的功率变换器为flyback变换器、forward变换器、隔离型cuk变换器、隔离型sepic变换器、隔离型zeta变换器、PWM半桥变换器、PWM全桥变换器、半桥谐振变换器、全桥谐振变换器中之一。

图36给出了本发明第二DC-DC转换模块的第一种电路框图；所述第二DC-DC转换模块3包括N个第二类型的功率变换器31～3N，当所述第一DC-DC转换模块2包括一个多电平直流-直流变换器时，所述N个第二类型的功率变换器31～3N的输入端并联，以接收所述多电平直流-直流变换器的输出电压Vo，所述N个第二类型的功率变换器的输出端独立或串联或并联。当第一DC-DC转换模块3中的N个第二类型的功率变换器31～3N的输入端并联时，每个第二类型的功率变换器的输出电流较小，从而电路损耗较小，提高了效率，扩大了输出功率。图37给出了本发明第二DC-DC转换模块第一个实施例的电路示意图，第二DC-DC转换模块3包括三个半桥谐振变换器31～33，所述三个半桥谐振变换器31～33的输入端并联，以接收所述多电平直流-直流变换器的输出电压Vo，所述三个半桥谐振变换器31～33的输出端独立或串联或并联。

图38为本发明第二DC-DC转换模块的第二种电路框图；所述第二DC-DC转换模块3包括N个第二类型的功率变换器31～3N，当所述第一DC-DC转换模块2包括N个第一类型的功率变换器21～2N时，所述N个第二类型的功率变换器31～3N的输入端分别对应耦接N个第一类型的功率变换器21～2N的输出端，以分别接收每个第一类型的功率变换器21～2N的输出电压Vo1～VoN，所述N个第二类型的功率变换器的输出端独立或串联或并联。当第一DC-DC转换模块3中的N个第二类型的功率变换器31～3N的输入端分别耦接N个第一类型的功率变换器21～2N的输出端，每个第二类型的功率变换器的输出电流较小，从而电路损耗较小，提高了效率，扩大了输出功率。图39给出了本发明第二DC-DC转换模块第二种实施例的电路示意图，第二DC-DC转换模块3包括三个半桥谐振变换器31～33，所述三个半桥谐振变换器31～33的输入端分别对应耦接3个第一类型的功率变换器21～23的输出端，以分别接收每个第一类型的功率变换器21～23的输出电压Vo1～Vo3，所述三个半桥谐振变换器31～33的输出端独立或串联或并联。

进一步的，所述N个第二类型的功率变换器的输出端耦接方式取决于要驱动的负载类型，比如当本发明交流-直流转换电路用于驱动多个负载时，则所述N个第二类型的功率变换器的输出端独立，所述N个第二类型的功率变换器输出端分别输出一个驱动电压以驱动N个负载；当负载需要的驱动电压较大时，则所述N个第二类型的功率变换器的输出端串联以生成较大的驱动电压以驱动负载；当负载需要的驱动电流较大时，则所述N个第二类型的功率变换器的输出端并联以生成较大的驱动电流以驱动负载，本发明对此不进行限制。优选的，当所述N个第二类型的功率变换器31～3N的输出端串联或并联时，错相控制相邻两个第二类型的功率变换器3i和3i+1的工作状态(i＝1～N-1)，以减小输出纹波。

通过磁集成技术将所述N个第二类型的功率变换器中的N个变压器集成为一个单磁芯N相集成变压器，以进一步减小体积，提高电路功率密度。如图40所示，将图39所述3个半桥谐振变换器31～33中的3个变压器1～3通过磁集成技术集成为一个单磁芯3相集成变压器。

进一步的，所述交流-直流转换电路还包括第二控制电路，用于控制所述N个第二类型的功率变换器的工作状态，以控制所述第二DC-DC转换模块的输出信号，所述第二DC-DC转换模块的输出信号被配置为第一输出信号，所述第一输出信号可以为输出电压或者输出电流信号，以实现输出稳压功能或输出恒流功能。

虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。

依照本发明实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。