一种直流变换电路及其宽电压范围下的模式切换控制方法
阅读说明：本技术 一种直流变换电路及其宽电压范围下的模式切换控制方法 (Direct current conversion circuit and mode switching control method thereof under wide voltage range ) 是由 吴西奇 李睿 于 2020-12-23 设计创作，主要内容包括：本发明提供了一种直流变换电路及其宽电压范围下的模式切换控制方法,直流变换电路包括直流输入端口、逆变电路、谐振网络、整流电路以及直流输出端口,其中,逆变电路可以实现两种逆变工作模式,整流电路可以实现两种整流工作模式,直流变换器可以通过组合逆变电路的两种逆变模式和整流电路的两种整流模式实现四种工作模式,四种工作模式具有不同的电压增益特性,通过控制变换器在不同输出电压和输入电压工作在不同的工作模式,可以实现直流变换电路的宽电压输出和宽电压输入,且不同模式的所需要频率调节的范围存在部分重合,从而减小了整个宽输出或输入电压范围所需要调节的范围。本发明的直流变换电路具备宽电压输出能力,且调节开关频率的范围更小。(The invention provides a DC conversion circuit and a mode switching control method thereof under a wide voltage range, the DC conversion circuit comprises a DC input port, an inverter circuit, a resonance network, a rectification circuit and a DC output port, wherein, the inverter circuit can realize two inversion working modes, the rectifier circuit can realize two rectification working modes, the DC converter can realize four working modes by combining the two inversion modes of the inverter circuit and the two rectification modes of the rectifier circuit, the four working modes have different voltage gain characteristics, by controlling the converter to operate in different operating modes at different output voltages and input voltages, the wide voltage output and the wide voltage input of the direct current conversion circuit can be realized, and the frequency adjustment ranges of different modes are partially overlapped, so that the adjustment range of the whole wide output or input voltage range is reduced. The direct current conversion circuit has wide voltage output capability and smaller range of adjusting switching frequency.)
技术领域
本发明涉及直流功率变换技术领域，特别涉及一种宽输出电压直流变换器及其整流电路、模式切换控制方法。
背景技术
近年来，电动汽车产业持续发展。由于不同厂商和车型使用的电池规格不同，电动汽车车载充电机如果能满足宽电压范围输出的需求，将具备成本和效益上的优势。车载充电机一般采用两级式变换结构，包括PFC整流部分和直流直流变换部分，其中高频隔离型DC-DC变换器应具备电气隔离、高效率、高功率密度和宽电压增益范围输出的能力，一直是学术界和工业界的研究热点。
LLC变换器可以在全负载范围内实现原边开关零电压(zero-voltage switching，ZVS)开通和副边开关零电流(zero-current switching，ZCS)关断，具有高效率、高功率密度和电气隔离的优势。但是LLC变换器面对宽电压范围的应用时，调节电压增益所需的频率范围很宽。调节的频率范围过宽会导致以下几个缺点：1)增益小于1时效率明显降低；2)根据最小的开关频率来设计高频变压器导致体积较大；3)有限的轻载调节能力，尤其是考虑到次级侧等效寄生电容。因此，传统的LLC变换器不适合电压增益超过2的应用场合。
LLC变换器固定电压增益时具有较高的传输效率，但是在面对宽电压范围的应用时，要减小励磁电感的取值来实现更宽的电压增益范围，减小励磁电感同时会导致LLC变换器的输入侧的感性励磁电流变大，输入侧的开关导通损耗和关断损耗都相应增加，电路的传输效率降低。所以传统LLC变换器的参数设计时存在宽电压范围和高效率的矛盾。
现有技术中，已有以下一些面向宽电压范围LLC变换器效率提升的方法被提出：
(1)公开号为CN210867516U的中国实用新型专利，提出了一种基于交流开关切换宽电压范围LLC变流器，通过引入两个有源开关管组成一个双向开关，通过控制其开通和关断来实现电路的模式切换控制，进而实现LLC变流器的宽电压范围运行。
(2)公开号为CN111030467A的中国发明专利申请，提出一种超宽电压范围隔离型LLC变流器，包括2个高压侧H桥电路、2个LLC谐振电路、2个同变比的隔离变压器和三相桥电路，电路结构复杂，增加的元件较多，不利于成本减少和功率密度的提升。
发明内容
本发明针对现有技术中存在的上述不足，提供了一种直流变换器及其整流电路、模式切换控制方法。
本发明是通过以下技术方案实现的。
根据本发明的一个方面，提供了一种直流变换电路，包括：直流输入端口、逆变电路、谐振网络、整流电路以及直流输出端口；其中：
所述逆变电路包括第一电容、第一开关管、第二电容、第二开关管、第三开关管、第四开关管；所述第一电容、第一开关管以及第二开关管依次连接形成回路；所述第二电容、第三开关管以及第四开关管依次连接形成回路；所述第一开关管与第一电容相连的端子连接到直流输入端口的正端子；所述第一电容与第二开关管相连的端子连接到第二电容与第三开关管相连的端子；所述第四开关管与第二电容相连的端子连接到直流输入端口的负端子；
所述整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三电容、第四电容、第五开关管、第六开关管以及隔直电容；所述第一二极管、第五开关管以及第三电容依次连接形成回路；所述第六开关管、第二二极管以及第四电容依次连接形成回路；所述第一二极管与第三电容相连的端子连接到直流输出端口的正端子；所述第三电容与第五开关管相连的端子连接到第四电容与第六开关管相连的端子；所述第二二极管与第四电容相连的端子连接到直流输出端口的负端子；所述第一二极管于第五开关管相连的端子连接到隔直电容的一端；
所述谐振网络包括谐振电感、谐振电容、并联电感以及变压器；所述谐振电容的一端连接到第一开关管和第二开关管相连的端子，所述谐振电容的另一端连接到所述并联电感和变压器原边一端相连接的端子；所述谐振电感的一端连接到第三开关管和第四开关管相连的端子，所述谐振电感的另一端连接到所述并联电感和变压器原边另一端相连接的端子；所述变压器副边的一端连接到所述隔直电容的一端，所述变压器副边的另一端连接到所述第六开关管与第二二极管相连的端子。
优选地，所述并联电感采用独立设置的电感或采用所述变压器的励磁电感。
优选地，所述逆变电路工作在逆变模式1下；其中，所述逆变模式1下的第一开关管至第四开关管的开关频率等于所述谐振网络交流谐振频率，每个开关周期内包括以下过程：
过程一、交流谐振电流的正半周期时，所述第一开关管和第四开关管通过驱动信号导通，电流依次流过所述直流输入端口的一端子、所述第一开关管、所述谐振电容、所述并联电感、所述变压器原边和所述谐振电感，经所述第四开关管流入所述直流输入端口的另一端子；
过程二、交流谐振电流的负半周期时，所述第二开关管和第三开关管通过驱动信号导通，电流依次流过所述谐振电容、所述第二开关管、所述第三开关管、所述谐振电感、所述并联电感和所述变压器原边；
所述谐振网络的输入电压为占空比为0.5且幅值等于直流输入端口电压和零的方波，所述谐振电容电压的直流分量等于所述直流输入端口电压的一半；
所述谐振电容在交流谐振电流的正半周期时存储能量，所述谐振电容在交流谐振电流的负半周期时释放能量。
优选地，所述逆变电路工作在逆变模式2下；其中，所述逆变模式2下的第一开关管至第四开关管的开关频率等于所述谐振网络交流谐振频率的一半，每个开关周期内包括以下过程：
过程一、第一个交流谐振电流周期的正半周期时，所述第一开关管和第三开关管通过驱动信号导通，电流依次流过所述第一电容的正端子、所述第一开关管、所述谐振电容、所述并联电感、所述变压器原边和所述谐振电感，经所述第三开关管流入所述第一电容的负端子；
过程二、第一个交流谐振电流周期的负半周期时，所述第一开关管通过驱动信号关断，所述第二开关管通过驱动信号开通，电流依次流过所述谐振电容、所述第二开关管、所述第三开关管、所述谐振电感、所述并联电感和所述变压器原边；
过程三、第二个交流谐振电流周期的正半周期时，所述第三开关管通过驱动信号关断，所述第四开关管通过驱动信号开通，电流依次流过所述第二电容的正端子、所述第二开关管、所述谐振电容、所述并联电感、所述变压器原边和所述谐振电感，经所述第四开关管流入所述第二电容的负端子；
过程四、第二个交流谐振电流周期的负半周期时，所述第四开关管通过驱动信号关断，所述第三开关管通过驱动信号开通，电流依次流过所述谐振电容、所述第二开关管、所述第三开关管、所述谐振电感、所述并联电感和所述变压器原边；
所述谐振网络的输入电压为占空比为0.5且幅值等于直流输入端口电压一半和零的方波，所述谐振电容电压的直流分量等于所述直流输入端口电压的四分之一；
所述第一电容在交流谐振电流的正半周期时存储能量，所述第一电容在交流谐振电流的负半周期时释放能量。
优选地，所述整流电路工作在整流模式a下；其中，所述整流模式a下的第五开关管和第六开关管的开关频率等于所述谐振网络交流谐振频率，每个开关周期内包括以下过程：
过程一、交流谐振电流的正半周期时，所述第五开关管和第六开关管通过驱动信号关断，电流依次流过所述变压器副边的一端子、所述隔直电容、所述第一二极管和所直流输出端口，经所述第二二极管流入所述变压器副边的另一端子；
过程二、交流谐振电流的负半周期时，所述第五开关管和第六开关管通过驱动信号导通，电流依次流过所述变压器副边的一端子、所述第六开关管和所述第五开关管，经所述隔直电容流入所述变压器副边的另一端子；
所述谐振网络的输出电压为占空比为0.5且幅值等于正直流输出端口电压一半和负直流输出端口电压一半的方波，所述隔直电容电压的直流分量等于所述直流输出端口电压的一半；
所述隔直电容在交流谐振电流的正半周期时存储能量，所述隔直电容在交流谐振电流的负半周期时释放能量。
优选地，所述整流电路工作在整流模式b下；其中，所述整流模式b下的第五开关管和第六开关管的开关频率等于所述谐振网络交流谐振频率的一半，每个开关周期内包括以下过程：
过程一、第一个交流谐振电流周期的正半周期时，所述第五开关管通过驱动信号导通，电流依次流过所述变压器副边的一端子、所述隔直电容、所述第五开关管和所述第四电容，经所述第二二极管的流入所述变压器副边的另一端子；
过程二、第一个交流谐振电流周期的负半周期时，所述第六开关管通过驱动信号开通，电流依次流过所述变压器副边的一端子、所述第六开关管和所述第五开关管，经所述隔直电容流入所述变压器副边的另一端子；
过程三、第二个交流谐振电流周期的正半周期时，所述第五开关管通过驱动信号关断，电流依次流过所述变压器副边的一端子、所述隔直电容、所述第一二极管和所述第三电容，经所述第六开关管流入所述变压器副边的另一端子；
过程四、第二个交流谐振电流周期的负半周期时，所述第五开关管通过驱动信号开通，电流依次流过所述变压器副边的一端子、所述第六开关管和所述第五开关管，经所述隔直电容流入所述变压器副边的另一端子；
所述谐振网络的输出电压为占空比为0.5且幅值等于正直流输出端口电压四分之一和负直流输出端口电压四分之一的方波，所述隔直电容电压的直流分量等于所述直流输出端口电压的四分之一；
所述隔直电容在交流谐振电流的正半周期时存储能量，所述隔直电容在交流谐振电流的负半周期时释放能量。
优选地，所述直流变换电路通过组合逆变电路的逆变模式和整流电路的整流模式实现四种工作模式：
模式I：所述逆变电路工作在逆变模式1下，所述整流电路工作在整流模式a下，利用相量法，得到所述谐振网络的复频域电路模型；
运用基波等效法，计算所述模式I下所述谐振网络电压增益表达式GI(fn)为：
模式II：所述逆变电路工作在逆变模式1下，所述整流电路工作在整流模式b下，运用基波等效法，计算所述模式II下所述谐振网络电压增益表达式GII(fn)为：
模式III：所述逆变电路工作在逆变模式2下，所述整流电路工作在整流模式a下，运用基波等效法，计算所述模式III下所述谐振网络电压增益表达式GIII(fn)为：
模式IV：所述逆变电路工作在逆变模式2下，所述整流电路工作在整流模式b下，运用基波等效法，计算所述模式IV下所述谐振网络电压增益表达式GIV(fn)为：
其中，V1为输入电压，V2为输出电压，fn为归一化频率，fn＝fS/fr，fs为工作频率，fr为所述谐振电感Lr和所述谐振电容Cr串联谐振的频率， k＝Lm/Lr，R1为输出负载，Lm为所述并联电感或所述变压器的励磁电感，n为所述变压器的匝比。
根据本发明的第二个方面，提供了一种直流变换电路的宽电压范围下的模式切换控制方法，采用变频率调制策略结合模式切换策略来调节所述直流变换电路宽输出电压；其中：
所述直流变换电路工作在宽输出电压模式下，采用所述模式切换策略的原则为：
当所述直流变换电路输出电压大于或等于最小输出电压且小于或等于第一输出临界切换电压，控制信号使所述直流变换电路工作在直流变换电路的模式III下；
当所述直流变换电路输出电压大于第一输出临界切换电压且小于或等于第二输出临界切换电压，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式I或IV下；
当所述直流变换电路输出电压大于第二输出临界切换电压且小于或等于最大输出电压，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式II下；
所述直流变换电路工作在每种模式下，采用所述变频率调制策略通过改变所述直流变换电路的工作频率，进而改变所述谐振网络的输出和输入侧的电压增益；所述变压器原边和副边的电压增益等于变压器的匝比；所述逆变电路和所述整流电路的交流端口的电压幅值和直流端口的电压值存在比例关系，通过调节所述直流变换电路的开关频率实现输出电压的调节。
采用所述变频率调制策略结合所述模式切换策略，所述直流变换电路输出电压大于或等于最小输出电压且小于或等于第一输出临界切换电压、所述直流变换电路输出电压大于第一输出临界切换电压且小于或等于第二输出临界切换电压和所述直流变换电路输出电压大于第二输出临界切换电压且小于或等于最大输出电压三种情况下谐振网络的输出和输入侧的电压增益部分重合，进而所需要频率调节的范围存在部分重合，从而减小了整个宽输出电压范围所需要调节的范围。
根据本发明的第三个方面，提供了一种直流变换电路的宽电压范围下的模式切换控制方法，采用变频率调制策略结合模式切换策略来在宽输入电压范围下稳定变换电路输出电压；其中：
所述直流变换电路工作在宽输入电压模式下，采用所述模式切换策略的原则为：
当所述直流变换电路输入电压大于或等于最小输入电压且小于或等于第一输入临界切换电压，控制信号使所述直流变换电路工作在直流变换电路的模式II下；
当所述直流变换电路输入电压大于第一输入临界切换电压且小于或等于第二输入临界切换电压，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式I或IV下；
当所述直流变换电路输入电压大于第二输入临界切换电压且小于或等于最大输入电压，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式III下；
所述直流变换电路工作在每种模式下，采用所述变频率调制策略通过改变所述直流变换电路的工作频率，进而改变所述谐振网络的输出和输入侧的电压增益；所述变压器原边和副边的电压增益等于变压器的匝比；所述逆变电路和所述整流电路的交流端口的电压幅值和直流端口的电压值存在比例关系，通过调节所述直流变换电路的开关频率来在宽输入电压范围下稳定变换电路输出电压。
采用所述变频率调制策略结合所述模式切换策略，所述直流变换电路输入电压大于或等于最小输入电压且小于或等于第一输入临界切换电压、所述直流变换电路输入电压大于第一输入临界切换电压且小于或等于第二输入临界切换电压和所述直流变换电路输入电压大于第二输入临界切换电压且小于或等于最大输入电压三种情况下谐振网络的输出和输入侧的电压增益部分重合，进而所需要频率调节的范围存在部分重合，从而减小了整个宽输入电压范围所需要调节的范围。
由于采用了上述技术方案，本发明与现有技术相比，具有如下的有益效果：
本发明提供的直流变换电路，可以工作在四种工作模式，对应三种电压增益模式，当直流变换器工作在宽输出电压范围下，不同电压下工作在不同的电压增益模式，三种电压增益模式下谐振腔的增益部分重合，电路调节电压增益的频率范围部分重合，减小了宽输出电压范围下需要调节的频率范围；当直流变换器工作在宽输入电压范围下，不同电压下工作在不同的电压增益模式，三种电压增益模式下谐振腔的增益部分重合，电路调节电压增益的频率范围部分重合，减小了宽输入电压范围下需要调节的频率范围。
本发明提供的直流变换电路的宽电压范围下的模式切换控制方法，通过选取合适的两个输出临界切换电压，可以实现三段不同输出电压下变换器工作在三种不同的增益模式，减小了宽输出电压范围下需要调节的频率范围，拓宽了变换器的输出工作电压范围且提高了变换器的效率。
本发明提供的直流变换电路的宽电压范围下的模式切换控制方法，通过选取合适的两个输入临界切换电压，可以实现三段不同输入电压下变换器工作在三种不同的增益模式，减小了宽输入电压范围下需要调节的频率范围，拓宽了变换器的输入工作电压范围且提高了变换器的效率。
当然，实施本发明的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为本发明一优选实施例中直流变换电路的电路图；
图2为本发明一优选实施例中直流变换电路的逆变电路的逆变模式1的稳态波形图；
图3为本发明一优选实施例中直流变换电路的逆变电路的逆变模式2的稳态波形图；
图4为本发明一优选实施例中直流变换电路的整流电路的整流模式1的稳态波形图；
图5为本发明一优选实施例中直流变换电路的整流电路的整流模式2的稳态波形图；
图6为本发明一优选实施例中直流变换电路不同模式下的增益曲线图；
图7为本发明一优选实施例中直流变换电路宽输出电压应用中不同输出电压下对应的谐振网络的增益曲线图；
图8为本发明一优选实施例中直流变换电路宽输入电压应用中不同输入电压下对应的谐振网络的增益曲线图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
本发明实施例提供了一种宽输出电压直流变换电路及其模式切换控制方法，在尽量不增加电路的复杂度的情况下，减弱LLC谐振网络的宽电压范围和高效率的矛盾同时电路不增加额外的元件。
下面结合附图，对本发明实施例所提供的技术方案进行详细描述。
如图1所示，为本发明一实施例提供的直流变换电路的电路原理图。
请参考图1，本实施例提供的直流变换电路，包括：直流输入端口、逆变电路、谐振网络、整流电路以及直流输出端口；其中：
逆变电路部分包括第一电容C1、第一开关管S1、第二电容C2、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4；其中第一电容C1、第一开关管S1以及第二开关管S2依次连接形成回路；第二电容C2、第三开关管S3以及第四开关管S4依次连接形成回路；第一开关管S1与第一电容C1相连的端子连接到直流输入端口的正端子；第一电容C1与第二开关管S2相连的端子连接到第二电容C2与第三开关管S3相连的端子；第四开关管S4与第二电容C2相连的端子连接到直流输入端口的负端子；
整流电路部分包括隔直电容CD、第一二极管D1、第二二极管D2、第三电容C3、第四电容C4、第五开关管S5以及第六开关管S6；第一二极管D1、第五开关管S5以及第三电容C3依次连接形成回路；第六开关管S6、第二二极管D2以及第四电容C4依次连接形成回路；第一二极管D1与第三电容C3相连的端子连接到直流输出端口的正端子；第三电容C3与第五开关管S5相连的端子连接到第四电容C4与第六开关管S6相连的端子；第二二极管D2与第四电容C4相连的端子连接到直流输出端口的负端子；第一二极管D1于第五开关管S5相连的端子连接到隔直电容CD的一端；
谐振网络部分包括谐振电感Lr、谐振电容Cr、并联电感Lm以及高频变压器T；谐振电容Cr的一端连接到第一开关管S1和第二开关管S2相连的端子，谐振电容Cr的另一端连接到并联电感Lm和变压器T原边一端相连接的端子；谐振电感Lr的一端连接到第三开关管S3和第四开关管S4相连的端子，谐振电感Lr的另一端连接到并联电感Lm和变压器原边T另一端相连接的端子；变压器T副边的一端连接到隔直电容CD的一端，变压器T副边的另一端连接到第六开关管S6与第二二极管D2相连的端子。
直流变换电路的逆变部分可以工作在两种模式下，如图2所示，为本发明一优选实施例提供的直流变换电路的逆变电路的逆变模式1的稳态波形图。
请参考图2，当工作在逆变模式1下时，第一至第四开关管的开关频率等于谐振网络交流谐振频率，每个开关周期内包括以下两个过程：
过程一、交流谐振电流的正半周期时，第一开关管和第四开关管的驱动信号使其导通，电流依次流过直流输入端口的一端子、第一开关管、谐振电容、并联电感和变压器原边、谐振电感，经第四开关管流入直流输入端口的另一端子；
过程二、交流谐振电流的负半周期时，第二开关管和第三开关管的驱动信号使其导通，电流依次流过谐振电容、第二开关管、第三开关管、谐振电感以及并联电感和变压器原边。
在本发明部分实施例中，谐振网络的输入电压为占空比为0.5且幅值等于直流输入端口电压和零的方波，谐振电容电压的直流分量等于直流输入端口电压的一半。
在本发明部分实施例中，谐振电容在交流谐振电流的正半周期时存储能量，谐振电容在交流谐振电流的负半周期时释放能量。
如图3所示，为本发明一优选实施例提供的直流变换电路的逆变电路的逆变模式2的稳态波形图。
请参考图3，逆变电路还可以工作在逆变模式2，当工作在逆变模式2下时，第一至第四开关管的开关频率等于谐振网络交流谐振频率的一半，每个开关周期内包括以下四个过程：
过程一、第一个交流谐振电流周期的正半周期时，第一开关管和第三开关管的驱动信号使其导通，电流依次流过第一电容的正端子、第一开关管、谐振电容、并联电感和变压器原边、谐振电感，经第三开关管的流入第一电容的负端子；
过程二、第一个交流谐振电流周期的负半周期时，第一开关管的驱动信号使其关断，第二开关管的驱动信号使其开通，电流依次流过谐振电容、第二开关管、第三开关管、谐振电感以及并联电感和变压器原边；
过程三、第二个交流谐振电流周期的正半周期时，第三开关管的驱动信号使其关断，第四开关管的驱动信号使其开通，电流依次流过第二电容的正端子、第二开关管、谐振电容、并联电感和变压器原边、谐振电感，经第四开关管的流入第二电容的负端子；
过程四、第二个交流谐振电流周期的负半周期时，第四开关管的驱动信号使其关断，第三开关管的驱动信号使其开通，电流依次流过谐振电容、第二开关管、第三开关管、谐振电感以及并联电感和变压器原边。
在本发明部分实施例中，谐振网络的输入电压为占空比为0.5且幅值等于直流输入端口电压一半和零的方波，谐振电容电压的直流分量等于直流输入端口电压的四分之一。
在本发明部分实施例中，第一电容在交流谐振电流的正半周期时存储能量，第一电容在交流谐振电流的负半周期时释放能量。
相似的，直流变换电路的整流部分也可以工作在两种模式下，如图4所示，为本发明一优选实施例提供的直流变换电路的整流电路的整流模式1的稳态波形图。
请参考图4，当工作在整流模式1下时，第五开关管和第六开关管的开关频率等于谐振网络交流谐振频率，每个开关周期内包括以下过程：
过程一、交流谐振电流的正半周期时，第五开关管和第六开关管的驱动信号使其关断，电流依次流过变压器副边的一端子、隔直电容、第一二极管、所直流输出端口，经第二二极管流入变压器副边的另一端子；
过程二、交流谐振电流的负半周期时，第五开关管和第六开关管的驱动信号使其导通，电流依次流过变压器副边的一端子、第六开关管、第五开关管，经隔直电容流入变压器副边的另一端子。
在本发明部分实施例中，谐振网络的输出电压为占空比为0.5且幅值等于正直流输出端口电压一半和负直流输出端口电压一半的方波，隔直电容电压的直流分量等于直流输出端口电压的一半。
在本发明部分实施例中，隔直电容在交流谐振电流的正半周期时存储能量，隔直电容在交流谐振电流的负半周期时释放能量。
如图5所示，为本发明一优选实施例提供的直流变换电路的整流电路的整流模式2的稳态波形图。
请参考图5，当工作在整流模式2下时，第五开关管和第六开关管的开关频率等于谐振网络交流谐振频率的一半，每个开关周期内包括以下过程：
过程一、第一个交流谐振电流周期的正半周期时，第五开关管的驱动信号使其导通，电流依次流过变压器副边的一端子、隔直电容、第五开关管、第四电容，经第二二极管的流入变压器副边的另一端子；
过程二、第一个交流谐振电流周期的负半周期时，第六开关管的驱动信号使其开通，电流依次流过变压器副边的一端子、第六开关管、第五开关管，经隔直电容流入变压器副边的另一端子；
过程三、第二个交流谐振电流周期的正半周期时，第五开关管的驱动信号使其关断，电流依次流过变压器副边的一端子、隔直电容、第一二极管、第三电容，经第六开关管流入变压器副边的另一端子；
过程四、第二个交流谐振电流周期的负半周期时，第五开关管的驱动信号使其开通，电流依次流过变压器副边的一端子、第六开关管、第五开关管，经隔直电容流入变压器副边的另一端子。
在本发明部分实施例中，谐振网络的输出电压为占空比为0.5且幅值等于正直流输出端口电压四分之一和负直流输出端口电压四分之一的方波，隔直电容电压的直流分量等于直流输出端口电压的四分之一。
在本发明部分实施例中，隔直电容在交流谐振电流的正半周期时存储能量，隔直电容在交流谐振电流的负半周期时释放能量。
如图6所示，为本发明一优选实施例提供的直流变换电路不同模式下的增益曲线图。
请参考图6，直流变换器可以通过组合逆变电路的两种逆变模式和整流电路的两种整流模式实现四种工作模式：
模式I：逆变电路工作在逆变模式1，整流电路工作在整流模式1，利用相量法，得到谐振网络的复频域电路模型；
运用基波等效法，计算模式I下谐振网络电压增益表达式GI(fn)为：
模式II：逆变电路工作在逆变模式1，整流电路工作在整流模式2，运用基波等效法，计算模式II下谐振网络电压增益表达式GII(fn)为：
模式III：逆变电路工作在逆变模式2，整流电路工作在整流模式1，运用基波等效法，计算模式III下谐振网络电压增益表达式GIII(fn)为：
模式IV：逆变电路工作在逆变模式2，整流电路工作在整流模式2，运用基波等效法，计算模式IV下谐振网络电压增益表达式GIV(fn)为：
其中，V1为输入电压，V2为输出电压，fn为归一化频率，fn＝fS/fr，fS为工作频率，fr为谐振电感Lr和谐振电容Cr串联谐振的频率，k＝Lm/Lr，R1为输出负载，Lm为并联电感或变压器的励磁电感，n为变压器的匝比。
由于本发明提供的直流变换电路具有四种工作模式，对应三种电压增益模式，故该直流变换器可以适应宽输出电压和宽输入电压的应用。
在本发明部分实施例中，并联电感可以是独立设置的一个电感，也可以是变压器的励磁电感。
本发明另一实施例提供了一种直流变换电路的宽电压范围下的模式切换控制方法，该方法采用变频率调制策略结合模式切换策略来调节直流变换电路宽输出电压；其中：
所述直流变换电路工作在宽输出电压模式下，采用所述模式切换策略的原则为：
当所述直流变换电路输出电压大于或等于最小输出电压且小于或等于第一输出临界切换电压，控制信号使所述直流变换电路工作在直流变换电路的模式III下；
当所述直流变换电路输出电压大于第一输出临界切换电压且小于或等于第二输出临界切换电压，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式I或IV下；
当所述直流变换电路输出电压大于第二输出临界切换电压且小于或等于最大输出电压，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式II下；
所述直流变换电路工作在每种模式下，采用所述变频率调制策略通过改变所述直流变换电路的工作频率，进而改变所述谐振网络的输出和输入侧的电压增益；所述变压器原边和副边的电压增益等于变压器的匝比；所述逆变电路和所述整流电路的交流端口的电压幅值和直流端口的电压值存在比例关系，通过调节所述直流变换电路的开关频率实现输出电压的调节。
如图7所示，为本发明一优选实施例提供的直流变换电路宽输出电压应用中不同输出电压下对应的谐振网络的增益曲线图。
请参考图7，直流变换电路工作在宽输出电压模式下，采用模式切换策略的原则为：
当直流变换电路输出电压大于或等于最小输出电压V2min且小于或等于第一输出临界切换电压V2switch1，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式III下,直流变换电路的逆变电路工作在逆变模式2，谐振网络的等效输入交流电压为谐振网络输入电压和谐振电容电压直流分量的差，即占空比为0.5且幅值等于正直流输入端口电压四分之一和负直流输入端口电压四分之一的方波，谐振网络的输出和输入侧的电压增益范围为
当直流变换电路输出电压大于第一输出临界切换电压V2switch1且小于或等于第二输出临界切换电压V2switch2，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式I或IV下；当直流变换电路工作在直流变换电路的模式I下时，直流变换电路的逆变电路工作在逆变模式1，谐振网络的等效输入交流电压为谐振网络输入电压和谐振电容电压直流分量的差，即占空比为0.5且幅值等于正直流输入端口电压二分之一和负直流输入端口电压二分之一的方波，谐振网络的输出和输入侧的电压增益范围为 当直流变换电路工作在直流变换电路的模式IV下时，直流变换电路的逆变电路工作在逆变模式2，谐振网络的输出和输入侧的电压增益范围为 由此可见直流变换电路的模式I和IV对应的谐振网络的输出和输入侧的电压增益范围相同；
当直流变换电路输出电压大于第二输出临界切换电压V2switch2且小于或等于最大输出电压V2max，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式II下；直流变换电路的逆变电路工作在逆变模式1，谐振网络的输出和输入侧的电压增益范围为
直流变换电路工作在每种模式下，采用变频率调制策略通过改变直流变换电路的工作频率，进而改变谐振网络的输出和输入侧的电压增益；变压器原边和副边的电压增益等于变压器的匝比；逆变电路和整流电路的交流端口的电压幅值和直流端口的电压值存在比例关系，通过调节直流变换电路的开关频率实现输出电压的调节；
采用变频率调制策略结合模式切换策略，直流变换电路输出电压大于或等于最小输出电压且小于或等于第一输出临界切换电压、直流变换电路输出电压大于第一输出临界切换电压且小于或等于第二输出临界切换电压和直流变换电路输出电压大于第二输出临界切换电压且小于或等于最大输出电压三种情况下谐振网络的输出和输入侧的电压增益范围部分重合，进而所需要频率调节的范围存在部分重合，从而减小了整个宽输出电压范围所需要调节的范围。
本发明第三个实施例，提供了另一种直流变换电路的宽电压范围下的模式切换控制方法，该方法采用变频率调制策略结合模式切换策略来在宽输入电压范围下稳定变换电路输出电压；其中：
所述直流变换电路工作在宽输入电压模式下，采用所述模式切换策略的原则为：
当所述直流变换电路输入电压大于或等于最小输入电压且小于或等于第一输入临界切换电压，控制信号使所述直流变换电路工作在直流变换电路的模式II下；
当所述直流变换电路输入电压大于第一输入临界切换电压且小于或等于第二输入临界切换电压，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式I或IV下；
当所述直流变换电路输入电压大于第二输入临界切换电压且小于或等于最大输入电压，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式III下；
所述直流变换电路工作在每种模式下，采用所述变频率调制策略通过改变所述直流变换电路的工作频率，进而改变所述谐振网络的输出和输入侧的电压增益；所述变压器原边和副边的电压增益等于变压器的匝比；所述逆变电路和所述整流电路的交流端口的电压幅值和直流端口的电压值存在比例关系，通过调节所述直流变换电路的开关频率来在宽输入电压范围下稳定变换电路输出电压。
如图8所示，为本发明一优选实施例提供的直流变换电路宽输入电压应用中不同输入电压下对应的谐振网络的增益曲线图。
请参考图8，直流变换电路工作在宽输入电压模式下，采用模式切换策略的原则为：
当直流变换电路输入电压大于或等于最小输入电压V1min且小于或等于第一输入临界切换电压V1switch1，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式II下，直流变换电路的逆变电路工作在逆变模式1，谐振网络的输出和输入侧的电压增益范围为
当直流变换电路输入电压大于第一输入临界切换电压V1switch1且小于或等于第二输入临界切换电压V1switch2，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式I或IV下；当直流变换电路工作在直流变换电路的模式I下时，直流变换电路的逆变电路工作在逆变模式1，谐振网络的输出和输入侧的电压增益范围为当直流变换电路工作在直流变换电路的模式IV下时，谐振网络的输出和输入侧的电压增益范围为由此可见直流变换电路的模式I和IV对应的谐振网络的输出和输入侧的电压增益范围相同；
当直流变换电路输入电压大于第二输入临界切换电压V1switch2且小于或等于最大输入电压V2min，控制信号使直流变换电路工作在直流变换电路的模式III下，直流变换电路的逆变电路工作在逆变模式1，谐振网络的输出和输入侧的电压增益范围为
直流变换电路工作在每种模式下，采用变频率调制策略通过改变直流变换电路的工作频率，进而改变谐振网络的输出和输入侧的电压增益；变压器原边和副边的电压增益等于变压器的匝比；逆变电路和整流电路的交流端口的电压幅值和直流端口的电压值存在比例关系，通过调节直流变换电路的开关频率来在宽输入电压范围下稳定变换电路输出电压；
采用变频率调制策略结合模式切换策略，直流变换电路输入电压大于或等于最小输入电压且小于或等于第一输入临界切换电压、直流变换电路输入电压大于第一输入临界切换电压且小于或等于第二输入临界切换电压和直流变换电路输入电压大于第二输入临界切换电压且小于或等于最大输入电压三种情况下谐振网络的输出和输入侧的电压增益部分重合，进而所需要频率调节的范围存在部分重合，从而减小了整个宽输入电压范围所需要调节的范围。
通过本发明上述实施例所提供的技术方案，设计的直流变换器具备宽电压输出能力，调节开关频率的范围更小，有利于变压器的设计。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。