具体实施方式

为了引用和清楚起见，下文中使用的技术名词、简写或缩写总结如下：

SVPWM：Space Vector Pulse Width Modulation，空间矢量脉宽调制；

DPWM：Discontinuous Pulse Width Modulation，不连续脉宽调制；

DFT：Discrete Fourier Transform，离散傅里叶变换；

DFT分析：DFT分析是信号分析的最基本方法，通过DFT分析把信号从时间域变换到频率域，进而研究信号的频谱结构和变化规律。

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参见图1，本发明实施例公开了一种逆变器输出滤波电感电流振荡抑制方法，用以抑制当逆变器脉宽调制过程中注入的共模电压和/或差模电压的谐波频率与逆变器输出滤波器的截止频率接近或重叠时，所引起的逆变器输出滤波电感电流振荡。该逆变器输出滤波电感电流振荡抑制方法具体包括：

步骤S01：实时跟踪在逆变器输出滤波器的截止频率变化范围内，逆变器输出滤波电感电流的能量最大时所对应的截止频率点。

具体的，逆变器输出滤波器的常见类型有输出LC滤波器、输出LCL滤波器等，滤波电感L(即逆变器输出滤波电感)和滤波电容C是逆变器输出滤波器中的重要元件。

在拓扑结构上，滤波电容C可以引回母线中点也可以不引回母线中点，逆变器可以是单相逆变器也可以是三相逆变器，图2中仅以单相逆变器输出LC滤波器中的滤波电容C引回母线中点作为示例。

当逆变器脉宽调制(例如SVPWM或DPWM调制)过程中注入的共模电压和/或差模电压的谐波频率与逆变器输出滤波器的截止频率接近或重叠时，会发生谐振，引起流过滤波电感L的电流(以下简称为电感电流I)振荡，滤波电感L的感量并不是固定不变的，而是随电感电流I的变化而变化的，根据滤波电感L的感量随电感电流I的变化曲线，可以得到逆变器输出滤波器的截止频率变化范围[f1，f2]。在逆变器输出滤波器的截止频率变化范围[f1，f2]内，电感电流I振荡幅度最大(即电感电流I的能量最大)时所对应的截止频率点也是实时变化的。

本发明实施例可采用如下方式来实时跟踪逆变器输出滤波器的截止频率变化范围内，电感电流I的能量最大时所对应的截止频率点，具体为：对电感电流I进行DFT分析，得出电感电流I的能量在逆变器输出滤波器的截止频率变化范围[f1，f2]内的分布特征，基于所述分布特征即可直接得出电感电流I的能量最大时所对应的截止频率点。

步骤S02：随所述截止频率点的变化动态调整滤波环节的参数，以抑制逆变器输出滤波电感电流的振荡；其中，所述滤波环节设置在逆变器脉宽调制过程中注入的共模分量和/或差模分量的输出上。

具体的，由于电感电流I振荡幅度最大时的截止频率点是实时变化的，若该滤波环节为固定参数的滤波环节，则其抑制电感电流I振荡的适应性差，而本发明实施例随所述截止频率点的变化动态调整该滤波环节的参数，自适应性强，足以保证所述截止频率点上下预设范围内的所述能量始终能够被最大程度滤除。

所述滤波环节可采用陷波器、带通滤波器、低通滤波器或高通滤波器，并不局限。所述滤波环节可以以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现。

下面仅以所述滤波环节采用陷波器为例，来给出所述步骤S02的一种具体实现方式，如图3所示，所述步骤S02包括：

步骤S021：在当前控制周期内，取第m个子区间的任一截止频率作为陷波器的中心点频率；其中，预先将逆变器输出滤波器的截止频率区间划分成n个子区间中，所述第m个子区间为逆变器输出滤波电感电流的能量最大的子区间，n≥3，1≤m≤n。

具体的，每个子区间的长度可以相等也可以不等。为便于控制和计算，本发明实施例推荐设置每个子区间的长度相等。

步骤S022：计算逆变器输出滤波电感电流在所述截止频率变化范围内的能量平均值P_m；

步骤S023：在下一控制周期内，取第m+1个子区间的截止频率作为陷波器的中心点频率，即先向陷波器中心点频率增大的方向扰动。

步骤S024：计算逆变器输出滤波电感电流在所述截止频率变化范围内的能量平均值P′_m；

步骤S025：将P_m-P′_m与±B比较大小，B＞0；若(P_m-P′_m)＞B，进入步骤S026；若(P_m-P′_m)＜-B，进入步骤S027；若-B≤(P_m-P′_m)≤B，视为陷波器的中心点频率已达到电感电流I振荡幅度最大时的截止频率点，进入步骤S028。

步骤S026：保持陷波器中心点频率向频率减小的方向扰动，直至扰动前后逆变器输出滤波电感电流在所述截止频率变化范围内的能量平均值之差落在[-B，B]范围内时停止扰动。每一次扰动的扰动步长需保证当前要选取的截止频率能落到下一子区间，当每个子区间的长度相等时，扰动步长设为一个子区间的长度。

步骤S027：保持陷波器中心点频率向频率增大的方向扰动，直至扰动前后逆变器输出滤波电感电流在所述截止频率变化范围内的能量平均值之差落在[-B，B]范围内时停止扰动。每一次扰动的扰动步长需保证当前要选取的截止频率能落到下一子区间。

步骤S028：停止扰动，也即不改变陷波器的中心点频率。

综上所述，本发明实施例在逆变器脉宽调制过程中注入的共模分量和/或差模分量的输出上加入滤波环节，由于逆变器输出滤波电感电流振荡幅度最大时对应的截止频率点是实时变化的，所述本发明实施例实时跟踪所述截止频率点，并随所述截止频率点的变化动态调整该滤波环节的参数，这样就实现了该滤波环节在抑制逆变器输出滤波电感电流振荡过程中的自适应性，避免了出现系统不稳定甚至逆变器脱网等问题。

另外，当滤波电容C引回母线中点时，如果注入的共模电压的谐波频率与逆变器输出滤波器的截止频率接近或重叠，则逆变器输出滤波电感电流振荡还会造成流入母线中点的共模电流振荡，使得母线纹波增大，母线电容寿命与可靠性降低，而本发明实施例由于能够对逆变器输出滤波电感电流振荡进行有效抑制，所以也同时解决了母线纹波增大的问题，提高了母线电容寿命与可靠性。

可选的，当滤波电容C引回母线中点时，可以用共模电流的能量大小来衡量逆变器输出滤波电感电流的能量大小，而共模电流可通过额外添加共模回路传感器进行采集得到。

可选的，如图4所示，本发明实施例还公开又一种逆变器输出滤波电感电流振荡抑制方法，包括：

步骤S401：计算逆变器输出滤波电感电流在逆变器输出滤波器的截止频率变化范围内的能量平均值P；

步骤S402：判断所述能量平均值P是否大于预设值A，若P＞A，说明电感电流I振荡幅度大，需要进行抑制，此时进入步骤S403；若P≤A，说明电感电流I振荡幅度很小，可忽略不计，无需抑制，此时返回步骤S401。

步骤S403：实时跟踪在逆变器输出滤波器的截止频率变化范围内，逆变器输出滤波电感电流的能量最大时所对应的截止频率点。

步骤S404：随所述截止频率点的变化动态调整滤波环节的参数，以抑制逆变器输出滤波电感电流的振荡；其中，所述滤波环节设置在逆变器脉宽调制过程中注入的共模分量和/或差模分量的输出上。

与上述方法实施例相对应的，本发明实施例还公开了一种逆变器输出滤波电感电流振荡抑制装置，如图5所示，包括：

频率跟踪单元100，用于实时跟踪在逆变器输出滤波器的截止频率变化范围内，逆变器输出滤波电感电流的能量最大时所对应的截止频率点；

参数调整单元200，用于随所述截止频率点的变化动态调整滤波环节的参数，以抑制逆变器输出滤波电感电流的振荡；其中，所述滤波环节设置在逆变器脉宽调制过程中注入的共模分量和/或差模分量的输出上。

可选的，频率跟踪单元100具体用于对逆变器输出滤波电感电流进行DFT分析，得出逆变器输出滤波电感电流的能量在逆变器输出滤波器的截止频率变化范围内的分布特征，基于所述分布特征确定逆变器输出滤波电感电流的能量最大时所对应的截止频率点。

可选的，所述滤波环节采用陷波器、带通滤波器、低通滤波器或高通滤波器。

可选的，如图6所示，所述逆变器输出滤波电感电流振荡抑制装置还包括：

触发条件判断单元300，用于计算逆变器输出滤波电感电流在逆变器输出滤波器的截止频率变化范围内的能量平均值；判断所述能量平均值是否大于预设值，若是，触发频率跟踪单元100。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明实施例的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明实施例将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。