具体实施方式

以下在具体实施方式中详细叙述本发明的详细特征以及优点，其内容足以使任何本领域技术人员了解本发明的技术内容并据以实施，且根据本说明书所揭露的说明书、权利要求及附图，本领域技术人员可轻易地理解本发明相关的目的及优点。

为解决上述永磁同步电机直接启动及低速运行面临的问题，在反电动势尚不稳定的情况下，避开反电动势测量(如一些BLDC电机使用不通电相检测反电动势)，本发明从电压和电流波形入手，提取能够反映转子运行状态的关键信息，实时反馈到启动过程，调整启动参数，避免失步。对于无定位直接启动导致的反拉问题，本发明能实现反拉角度小，反拉以后能够快速纠正并切入正向驱动。此外，本发明在解决启动过程中负载快速扰动时也具有很好的效果，即使有扰动，电机运行不停，而是调整电机转速和加速度，改善启动顿挫直至失步的问题。并且本发明基于无定位直接启动，启动过程没有额外的噪音(一般脉冲静止定位和高频注入都有一点额外噪音)，在一些有静音要求的方案中比较有优势。

本发明基于开环I/F(流频比)控制基础，此阶段电流处于闭环控制状态，而位置(角度)处于开环控制状态。驱动器按照自己的参数生成的旋转矢量带动转子运行，如果条件合适，转子可以与驱动矢量保持同步旋转。这一阶段速度提升(加速)不是由转矩命令决定的，而是由驱动器自己控制。驱动器按照设定的开环I/F参数(即开环流频比驱动参数)从启动速度开始，按照一定的加速度逐渐加速，在此过程中必须配合合适的转矩电流，简单的开环I/F控制其转矩电流与转速成正比。

由于电机、负载、初始位置等各不相同，开环I/F控制要求在驱动过程中要求能够检测到转子当前状态(正常、静止、反向、超前、滞后、振荡等)，以对开环I/F参数进行调节，否则很可能会出现启动失败。业界对开环I/F过程的检测涉猎不多，对开环过程的补偿纠正也少有提及，研究重点集中在对转子位置观测器进行低速优化等方向，正如后文所说，这类观测器方法对风机及泵类产品的启动及低速问题并没有很好的解决方案。

本发明在开环I/F驱动过程中进行检测-判断-纠正，相当于增加了一个反馈调节过程，有助于解决由于电机、负载、初始位置各不相同导致的开环I/F参数自动匹配问题，为解决无传感器FOC控制中的启动及低速问题提供了有益的尝试及有效的解决方案。

相较于其他一些开环优化算法，本发明通过状态转移方式对开环I/F曲线进行调节。之所以采用这种方式进行调节，是基于如下判断：在开环启动及低速运行阶段，转子位置处于无反馈状态，无法自动调节，采样得到的电压与电流波形都可能会存在严重失真，此时通过电压电流等参数提取转子位置(角度)信息进行位置(角度)补偿，可能会由于误差较大反而加速失步。因此本发明使用了基于状态转移的调节方法，即从一种驱动参数直接切入另一种驱动参数，直接改变转速、加速度以及转矩电流这三个开环I/F核心参数，在保持生成位置(角度)连续性的基础上，调整转速，以便转子能够跟上驱动器驱动矢量，扭转转子失控趋势，实际测试表明这种非线性调节方法结构简单，稳定性好，具有较强的鲁棒性。

本发明首先是在解决风机及泵类产品的启动问题而提出的，这类产品通常有几个显著特点：

(1)惯性大，都有较大的扇叶(风机)或叶轮(泵)，转动惯量大，启动难，停止也难，一旦失步，重启动需要较长时间，因此快速异常检测就显得尤为重要；

(2)容易受外力干扰，比如烟机类产品或排风扇产品，启动过程中可能会遇到强风、逆风、进风口出风口堵塞，转矩扰动明显，很容易引起失步，造成启动失败，而有些产品如家用吊扇启动过程中还可能会有异物阻挡，更易发生失步；

(3)有些产品如泵类一般不允许有大角度反拉，否则会造成液体倒灌，即使有小角度反拉也要快速纠正，避免持续反拉(有些方案一旦启动反拉后会进入持续反拉，需要后续的反拉检测才能发现，时间较长)，同时这类产品还不允许强制定位，因为强制定位会左右摆动转子，有个摆动稳定过程。

以上几个特点如果再叠加表贴式电机的凸极效应不明显特征，无法用脉冲静止定位进行启动，则方案难度更大，如果单纯采用无定位直接启动则很可能启动失败，需要配合专门的启动及低速补偿策略，为此引入了本发明方法。通过实验证明，在多款风机和泵类产品上取得了较好的启动效果，启动成功率、抗转矩扰动等方面都达到了实用目标。

为便于描述本申请的技术方案，此处定义两套旋转坐标系，一个定子旋转同步坐标系(坐标系，后文简称定子坐标系)，一个转子旋转同步坐标系(d q坐标系，后文简称转子坐标系)。

定子坐标系定义为和定子驱动矢量同步旋转的坐标系，其中，定子驱动矢量一般指旋转电压矢量，在FOC中是以SVPWM(空间矢量脉宽调制器)的方式生成。转子坐标系定义为和转子本身同步旋转的坐标系，其角度就是转子实际角度。一般电机理论中并不会严格区分这两个坐标系，即认为二者是同步的，只需要采用一个坐标系进行分析(一般电机理论中讲到d、q坐标系都假设以转子所指角度为基准角度，即转子坐标系)。只有在分析定转子驱动不同步情况时才会引入两个坐标系的概念，此时两个坐标系可能同速运动但有超前或滞后、或者时而超前时而滞后，也可能两个坐标系不同速运动，此时两者会呈现周期性滑动现象。无论哪种情况，都有可能造成电机失步、堵转，严重时甚至损坏驱动器和电机。定子坐标系的引入有助于解耦转子对定子产生的磁链及反电动势的影响，在分析启动和低速不平稳运行时有重要的意义。

图1示出定子坐标系(坐标系)和转子坐标系(d q坐标系)的相互关系示意图，其中，两个坐标系之间具有角度差Δθ(后文简称轴间角度)，该角度差Δθ反映定转子同步状况。

本发明的核心是保持两个坐标系之间的角度差Δθ(即轴间角度)在一个较小的范围内(一预设范围)波动，当然，如果能调节到相对静止则启动会更加平稳。本发明主要用该角度差去判断转子是否与定子驱动矢量达到同步，并不要求两者完全重合。

根据图1，和d q两个坐标系之间存在坐标变换关系：

或

根据d q坐标系下电压方程：

通过坐标变换可以直接得到坐标系下的电压方程：

其中，ψ_f为永磁体磁链，p为微分算子，为定子坐标系转速(自驱动转速)，ω为转子坐标系转速(电机实际转速)，R为电机电阻，L_d为电机直轴电感，L_q为电机交轴电感，Δθ为上文提到的两个坐标系之间的轴间角度，分别为定子坐标系下直轴电压、交轴电压、直轴电流、交轴电流。

根据以上方程，采用i_d＝0的控制策略，在电流环调节稳定以后，有

其中i_q ^*为交轴电流给定。

代入上面的定子电压方程，得到简化公式：

直接可以得到：

或

在开环I/F驱动中，i_q ^*都是给定的，不随转子状态而变化，而L_q、R也是不变的电机参数，因此轴间角度Δθ就只受两个电压分量影响，根据图6，这两个电压分量分别是d轴和q轴电流环PI控制器的输出，受电流环PI控制器参数、电机电流采样等因素影响，同时很多情况下电机参数L_q、R也是未知的，因此实际应用中很难通过计算公式(1)来获取轴间角度Δθ的解析值，而只能得到Δθ和两个电压分量有关系，在给定的转速和电流i_q ^*下，不变，则轴间角度不变。

图2示出在i_d＝0的控制策略下永磁同步电机标准矢量图。进一步分析，发现在i_d＝0控制策略下，对应的角度(和矢量相位角成90度互补)实际上就是电机电压矢量与电机电流矢量之间的夹角，一般电路理论中把这一角度称为功率因数角。

由于对应的角度等于电压矢量与电流矢量之间的功率因数角。又，公式(1)表明轴间角度Δθ只受两个变量影响(其他都是给定量和常量)，因此，对应的角度也就是电压矢量与电流矢量之间的功率因数角，可以用来反映轴间角度Δθ。和Δθ虽然不是直接相等关系，但两者具有确定性的关系，的变化必然引起Δθ的变化。

需要注意的是，以上推导中假设了电流已经稳定，在开环I/F控制中，电流环PI调节器是一个快速环，相对于启动时的低速运行，可以认为在转子控制过程中，电流是稳定的。

之所以引入功率因数角，因为功率因数角定义为电机电压矢量u_s与电机电流矢量i_s的夹角，而这两个矢量都是可以直接通过测量得到的，因此功率因数角很容易通过测量u_s和i_s后计算得到。如果两个矢量重合，就是纯阻性负载。而实际电机是感性负载，电流会滞后于电压。两者夹角除了受电感影响，还受电机运行时的反电动势影响，并且往往后者为主要影响因素。

上面通过两个坐标系引入了轴间角度，又进一步引入了功率因数角，给出用功率因数角来反映轴间角度Δθ的原理介绍。下面再用一个更加直观的方式进一步证明两者的关系。

根据电机电压方程(以矢量形式表示)：

其中，i_s是电流矢量，u_s是电压矢量，P_f为极对数，L_s为电机电感，R_s为电机电阻，ω_real为转子实际转速，θ_real为转子实际角度，ψ_f为永磁体磁链参数，假定开环运行时，注入电流矢量其中θ_open为定子驱动矢量给定角度，该值是给定的，代入上述公式(2)得到：

其中ω_open为定子驱动矢量给定转速。整理得到：

上式中，第一项就是注入电流，不会引入相位差(相位差指u_s与i_s夹角)，即Δθ₁＝0。第二项为电感的滞后效应，引入相位差这是一个确定值，受电气时间常数和转速影响，大部分情况下电气时间常数很小，且启动时ω_open也很小，那么这一项引入的相位差可以很小甚至接近0。第三项为电机的反电动势效应，引入相位差因为开环启动时θ_open与θ_real不相等，这一项是不确定值。也就是说，除了几个确定值，u_s与i_s之间的夹角唯一的不确定值是(θ_real-θ_open)，(θ_real-θ_open)也就是定子驱动矢量与转子之间的夹角，相当于轴间角度Δθ，该角度变化反映了转子的非同步状态。换言之，u_s与i_s之间的夹角可由(θ_real-θ_open)来确定，而(θ_real-θ_open)在物理上的含义等于轴间角度Δθ，因此，上述公式表明了轴间角度Δθ和u_s与i_s之间的夹角存在对应关系，即，轴间角度Δθ可由功率因数角来反映。

进一步，电压矢量u_s与电流矢量i_s之间的夹角(功率因数角)可以通过采样后计算得到，如图6所示，通过采样相电压u_a,b,c(即电压矢量u_s)和相电流i_a,b,c(即电流矢量i_s)，经过clarke变换得到u_α,β和i_α,β，再计算电压相角和电流相角得到两者夹角(即相位差)Δφ＝φ_u-φ_i，该夹角就是上文提到的功率因数角因此有这一关系。

换言之，本发明可以通过采样相电压u_a,b,c和相电流i_a,b,c，计算得到功率因数角由于的值与轴间角度Δθ相关联，因此，转子与定子的同步程度可以通过计算电压矢量u_s与电流矢量i_s之间的夹角来判断。

在一实施例中，控制器中可以没有相电压采样电路，此时电压采样信号可以用驱动端的输出电压(即给定电压，如图6虚线所示)近似替代。

在一实施例中，如果要对电压和电流采样值进行滤波，要确保采用同一套滤波参数，以确保不会引入额外的相位差。

有些电机上述第二项相位差Δθ₂无法忽略，那么需要根据电机参数进行实时补偿，因为在开环阶段ω_open是已知的，因此可以根据ω_open的变化得到一条角度补偿曲线，其基本形式为Δθ₂＝K*ω_open，K为与电气时间常数有关的一个因子。

根据ω_open与Δφ已经可以构造一条曲线表示开环I/F启动过程中的转子同步异常状态，我们很自然想到要用参考曲线与实测曲线之间对照的方法。即首先通过调节合适的开环I/F启动参数(包括转矩电流i_q ^*、流频比系数、启动速度v₀ ^*以及加速度a^*)，可以构造一条理想的无定位开环I/F曲线，作为开环过程的ω_open～Δφ_ref基准曲线(以ω_open为横轴，Δφ_ref为纵轴)，存储在系统中，每次实际运行时把采集得到的ω_open与Δφ_real参数与基准曲线进行对比，如果两者偏差较大，则可以判断开环启动发生了异常，需要进行状态切换，如果偏差超出了一定范围，则可以判断为发生了堵转，需要重新启动。

为此本发明进一步引入偏差因子该因子反映了实际曲线与基准曲线之间的偏差程度，数值越大则偏差越严重，表示转子偏离正常启动状态越严重(即失步程度越严重)。

图3是一个典型的基准与实测曲线示意图。其中，Δφ_ref为一条基准曲线(图3中的直实线)，Δφ_real为实测曲线(图3中的曲实线)，一般实测值围绕基准值上下波动，可设定上下两个门限(也可以设定更多门限)，超过门限就判定为失步，要进行相应的状态切换。一般而言，电机理论中讲到失步是指转子已经不跟随定子驱动矢量旋转，是一种严重的失控状态，本文中为简化描述，使用了“失步”的字面意思，即表示转子失去了同步，发生了同步异常情况，可能只是轻微的超前或滞后，并非最严重的失控或堵转，均视为“失步”。如果要指失控或堵转，会特别注明。

一般设计的基准开环曲线如图4所示。此曲线分成2段，第一段用匀速v^*(0)拉一段时间t₀，然后进入加速状态，加速度为a^*，加速到一定速度后观测器收敛，切换到闭环驱动阶段。如果在以上加速过程中遇到失步，随着失步的严重程度进行慢加速(加速度可以在a^*的基础上按比例缩减)，极限减到加速度为0。如果遇到堵转(失步程度超过一定门限就判为堵转)，则直接减到v^*(0)，重新从初始状态开始加速。需要注意的是，实际开环曲线并不限于此，可以是单段线性加速、多段线性加速、甚至按照指数形式。本方法的核心是失步的判决及纠正策略，并不限定开环曲线的具体形式。

得到转子的同步异常状态(即失步)后，下一步就要进行纠正，因为处于开环I/F控制过程中，纠正的基本策略是调整开环I/F曲线，以改善转子异常状态。一般而言，异常状态和启动加速度成负相关关系，即异常程度越重，加速度应该要越小，即加速越慢，直到退到加速度为0，即匀速状态，此时如果异常程度继续恶化，彻底失步，则可以判为堵转，直接退回到重启动状态。如果异常程度有改善，则加速度可以恢复到基准加速曲线。

整个检测-纠正的状态转移图见图5，其中各状态描述如下：

状态500：启动状态

状态501：以初始转速匀速启动

状态502：标准加速过程，加速度a

状态503：达到目标转速，准备切到闭环

状态504：切到闭环

状态505：低加速度，其中加速度a1，a1小于a

状态506：极低加速度，其中加速度a2，a2小于a1

状态507：判为堵转，无条件返回初始状态501

图5中标示了各个状态之间的转移条件，其中，起始门限小于恶化门限1，恶化门限1小于恶化门限2，恶化门限2小于堵转门限。

图5只是示例了一种状态跳转方式，在实际应用中，还可以由其它各种状态跳转方式，例如，除了图5中所示的加速度档位从小到大分为三档，即a2,a1,a，在实际应用中，还可根据需求进一步细分加速度，例如，将加速度档位从小到大分为大于等于三档。

需要注意的是，图5中打叉的①②表示即使偏差因子大于堵转门限，也不直接切换到堵转状态，而是要通过中间状态进行过渡，避免误判堵转而频繁重启。

以上就是本发明的核心内容，总结如下：为分析电机在开环启动过程中转子是否成功跟随定子驱动矢量，引入了定子坐标系，通过坐标变换解耦得到转子跟随定子矢量的角度信息(轴间角度)，该角度反映了转子在启动过程中的失步情况。再用功率因数角的变化反映轴间角度的变化，用测量相电压和相电流波形计算相角从而获得功率因数角。最终用功率因数角反映转子的失步情况。在此基础上通过引入开环基准曲线，构造曲线偏差因子以作为转子失步程度的判据，根据失步判据以状态转移的方式进行开环I/F参数的纠正，并在检测-纠正-检测这一循环中完成整个开环I/F的驱动过程，直到能够产生足够稳定的反电动势而切换到转子位置闭环驱动阶段，即观测器驱动阶段。

本发明是一种通用的永磁同步电机FOC启动方法，但在无定位直接启动方案中具有更高的价值，在应对隐极性电机凸极效应无法使用、启动过程中负载扰动等复杂应用场合，具有重要的实用价值。

图6示出根据本发明方法对应的电机控制模块框图。该电机控制模块在开环控制模块的基础上增加了失步检测与动态纠正模块，以获得平稳可靠的开环驱动过程。开环驱动完成后一般在一定算法辅助下会切换到闭环控制过程，此处不涉及。

本发明的电机控制模块包括逆变器601、第一CLARKE变换模块602、可选的第二CLARKE变换模块603、失步检测与动态纠正模块604、开环I/F控制模块605、第一电流环PI控制器(简称PI)609、第二电流环PI控制器(简称PI)610、PARK变换模块606、PARK反变换模块607、空间矢量脉宽调制器(SVPWM)模块608、积分模块611。

逆变器601用于驱动永磁同步电机(PWSM Motor)。在一个实施例中，该逆变器601是一电机驱动标准外围电路。

第一CLARKE变换模块602对电流采样得到的电机三相相电流i_a,i_b,i_c(简写i_a,b,c，也即电机电流矢量i_s)进行克拉克变换，将静止三相坐标变换到静止两相坐标系下alpha轴电流和beta轴电流i_α,i_β(简写i_α，β)。

第二CLARKE变换模块603对电压采样得到的电机三相相电压U_a,U_b,U_c(简写U_a,b,c，也即电机电压矢量u_s)进行克拉克变换，将静止三相坐标变换到静止两相坐标系下alpha轴电压和beta轴电压U_α,U_β(简写U_α，β)。

在一实施例中，第二CLARKE变换模块603可以省去，失步检测与动态纠正模块604可以直接从PARK反变换模块607处获得给定电压U_α，β。

失步检测与动态纠正模块604是本发明的核心模块，包括失步检测、动态纠正两个基本过程，是一种开环驱动辅助方法，能够解决开环驱动过程中启动失败、运行失步等常见问题，改善开环缺陷，发挥开环优势，保证实用性。

失步检测与动态纠正模块604根据I_α，β和U_α，β计算电压相位角和电流相位角得到两者夹角Δφ＝φ_u-φ_i，并根据偏差因子公式计算偏差因子，以作为转子失步程度的判据，根据失步判据以状态转移的方式进行开环流频比驱动参数的调整，开环流频比驱动参数包括转矩电流i_q ^*、流频比系数、启动速度v₀ ^*以及加速度a^*，其中启动速度v₀ ^*以及加速度a^*决定了驱动矢量给定转速ω^*(开环转速)，而转矩电流i_q ^*由驱动矢量给定转速ω^*按照流频比系数决定，本例中流频比系数为一预先设定的固定值。

开环流频比控制(开环I/F控制)模块605根据失步检测与动态纠正模块604的开环流频比驱动参数的调整信息输出纠正后的定子驱动矢量给定转速ω^*(ω^*即前文所述的ω_open，与启动速度v₀ ^*和加速度a^*相关联)以及交轴电流给定i_q ^*(即转矩电流)，并在检测-纠正-检测这一循环中完成整个开环I/F的驱动过程，直到能够产生足够稳定的反电动势而切换到观测器驱动阶段。

逆变器601、第一CLARKE变换模块602、第二CLARKE变换模块603、第一PI609、第二PI610、PARK变换模块606、PARK反变换模块607、空间矢量调制器(SVPWM)模块608、积分模块611均是电机领域标准模块，其具体实现在此不再赘述。

图6中的模块说明如下：

三相逆变器：电机驱动标准外围电路；

PI：比例-积分控制器，电机领域标准模块，此处指电流环PI控制器；在一个实施例中，电流环PI控制器也可以更换为电流环PID控制器；

CLARKE变换：克拉克变换，电机领域标准模块，完成静止三相坐标到两相坐标变换；

PARK变换：帕克变换，电机领域标准模块，完成静止两相坐标到旋转两相坐标变换；

PARK反变换：帕克反变换；

SVPWM：空间矢量脉宽调制器，电机驱动器端核心模块；

开环I/F控制：开环流频比控制；

积分模块，由速度积分得到角度

失步检测与动态纠正模块：本发明核心算法，包括失步检测、动态纠正两个基本过程，是一种开环驱动辅助方法，能够解决开环驱动过程中启动失败、运行失步等常见问题，改善开环缺陷，发挥开环优势，保证实用性。

U_a,b,c：U_a,U_b,U_c的简便写法，电机A、B、C三相相电压

i_a,b,c：i_a,i_b,i_c的简便写法，电机A、B、C三相相电流

U_α，β：U_α,U_β的简便写法，静止两相坐标系下alpha轴电压和beta轴电压，U_α,U_β是电机电压矢量U_s的横轴和纵轴分量，可直接构成电机电压矢量U_s；

i_α，β：i_α,i_β的简便写法，静止两相坐标系下alpha轴电流和beta轴电流，i_α,i_β是电机电流矢量I_s的横轴和纵轴分量，可直接构成电机电流矢量I_s；

U_d,U_q：运动两相坐标系下直轴(direct-axis)电压和交轴(quadrature-axis)电压

i_d,i_q：运动两相坐标系下直轴电流和交轴电流

i_d ^*,i_q ^*：直轴电流给定，交轴电流给定，带右上角*号标记的表示“给定”值，表示根据控制参数设计在电机运行之前就已经确定的值，相对应的是“未定”值，比如“电压采样”“电流采样”得到的值，必须要通过电机运行以后实际采样才能得到，而其他的一些参数比如转速和角度等必须通过特定算法进行估算才能得到。

申请人通过实验，在多款永磁同步电机的无传感器FOC控制中验证了上述方法配合无定位直接启动方案，取得了较好的效果，举例说明如下。

一、一款表贴式永磁同步风机，电机参数：Rs＝23.9R，Ld＝0.101H，Lq＝0.101H，反电动势常数Ke＝79.5V/KRPM，5对极，转速范围100rpm～1000rpm。隐极性电机，凸极效应不明显，常规静止定位方案不可靠，启动效果不好，经常反拉甚至持续反拉、启动顿挫、负载扰动后经常失步。改用无定位直接启动，配合上述检测-纠正新方法(即本发明的永磁同步电机启动及低速运行方法)进行调试。

(1)正常开环I/F启动时基准相位差情况，1#波形为电压波形，2#波形为电流波形，3#为基准相位差Δφ_ref的一个衡量参数，此处平均在60左右。具参考图7所示。

(2)拉住转子完全堵死时相位差情况，3#波形的相位差衡量参数Δφ_real降低到20以下，与基准相位差Δφ_ref偏差明显，以此为标准设立堵转门限。从电压电流波形来看，两者几乎重合。因为转子静止时，反电动势因素引入的相位差为0，而该款电机时间常数较小，感抗因素引入的相位差也接近0，最终得到的实测相位差很小，远小于基准相位差Δφ_ref，状态异常明显。从这里也可以看出，此时电压和电流波形还是比较正常的，因此传统的依靠电压波形和电流波形的变异是很难判断这种极端的堵转情况的。图8示出了堵转时电压电流波形与实测相位差衡量参数。

(3)随机在开环启动过程中任意时间点拉住转子后放开，新增的4#波形是一个开环状态监控参数，该参数降为0时说明恢复为重启动状态。如图9所示，在一直拉住转子的情况下，电机周期性进入堵转重启动状态，避免了进入失步异常流程。一旦阻力消失，电机又通过开环流程启动成功。3#波形是实测相位差衡量参数，在堵转时降为20以下，在释放时恢复到60以上。

二、一款外转子永磁同步吊扇电机，电机参数：Rs＝31R，Ld＝0.136H，Lq＝0.137H，6对极，转速范围70rpm～260rpm。这款电机带很长的扇叶，惯性较大，一旦反拉不容易停止，需要快速检测并切换到正向驱动。同样凸极效应不明显，静止定位效果不好，采用无定位直接启动加检测-纠正新方法。

(1)堵转后释放

1#为电压波形，2#为电流波形，3#为相位差衡量参数。拉住扇叶堵转后，3#波形参数快速降低，一旦释放即跳到较高数值。堵转释放后开环运行，此参数保持较高数值，最后切换到闭环，该参数始终处于一个平稳数值。图10示出了间隙性堵转启动时电压电流波形与启动效果。

(2)单次启动成功率测试，连续多次启动全部成功。在使用本方法之前采用静止转子定位，经常会定位错误造成反拉和启动失败。使用本方法后，采用无定位直接启动，基本可以确保一次启动成功。图中每一小段波形代表一次启动过程。图11示出了使用本方法无定位直接启动成功率测试。

三、一款水泵电机，电机参数：Rs：77.5R，Ld：0.357H，Lq：0.227H，5对极，转速范围70rpm～200rpm。这款电机凸极效应比较明显的，使用脉冲静止定位进行启动没有问题。此处使用无定位直接启动配合检测-纠正新方法，也能获得较好的启动效果(图12中波形上叠加的异常线条是电机控制板采集数据传输到上位机显示窗口时受干扰所致，和本发明方法无关)。

图13示出根据本发明一实施例的永磁同步电机启动及低速运行方法的流程图。所述方法包括：

步骤1301：获取电机电压矢量U_s以及电机电流矢量i_s；

步骤1302：计算所述电机电压矢量与电机电流矢量的相位差从而获得功率因数角，其中，所述功率因数角与反映定转子同步状况的轴间角度相关联；

步骤1303：根据所述相位差构造偏差因子以作为转子失步程度的判据；

步骤1304：根据所述失步程度的判据以状态转移的方式进行开环流频比驱动参数的纠正；

步骤1305：重复前述步骤，以完成整个开环流频比驱动过程，直到能够产生足够稳定的反电动势而切换到转子位置闭环驱动阶段(即观测器驱动阶段)。

在一个实施例中，所述轴间角度为定子坐标系与转子坐标系之间的角度差Δθ。

在一个实施例中，所述电机电压矢量与电机电流矢量的相位差为所述功率因数角，所述功率因数角等于所述定子坐标系下电压矢量与坐标交轴(q轴)的夹角。

在一个实施例中，所述获取电机电流矢量包括：

对所述永磁同步电机的三相相电流采样得到i_a,i_b,i_c，对其进行克拉克变换，得到电机电流矢量i_s在静止两相坐标系下alpha轴电流和beta轴电流，即i_α,i_β。

在一个实施例中，所述获取电机电压矢量包括：

对所述永磁同步电机的三相相电压采样得到U_a,U_b,U_c，对其进行克拉克变换，得到电机电压矢量U_s在静止两相坐标系下alpha轴电压和beta轴电压，即U_α,U_β。

在一个实施例中，在无法进行电压采样的情况下，所述电机电压矢量通过直接使用所述永磁同步电机的PARK反变换模块的输出电压获得，所述PARK反变换模块的输出电压视为静止两相坐标系下alpha轴电压和beta轴电压U_α,U_β，其中，所述U_α,U_β经过空间矢量脉宽调制器(SVPWM)驱动所述永磁同步电机。

在一个实施例中，所述计算相位差包括：

确定电压相角

确定电流相角

得到所述相位差Δφ＝φ_u-φ_i。

在一个实施例中，所述根据所述相位差构造偏差因子以作为转子失步程度的判据包括：

构造偏差因子其中Δφ_ref为基准相位差，所述基准相位差对应一条启动正常状态下相位差随驱动矢量给定转速变化而变化的基准曲线，Δφ_real为实际计算得到的相位差，所述Δφ_real对应一条围绕所述基准相位差上下波动的曲线；

当所述偏差因子超出设定的门限范围，则判定转子失步，所述偏差因子的大小表示转子失步程度。

在一个实施例中，所述根据所述失步程度的判据以状态转移的方式进行开环流频比驱动参数的纠正包括：

所述开环流频比驱动参数包括转矩电流、流频比系数、启动转速以及加速度，其中所述启动速度和加速度构成开环转速，所述转矩电流由所述开环转速按照所述流频比系数决定。所述开环流频比驱动参数的纠正主要针对所述启动转速以及加速度参数的纠正；

如果在加速过程中判定转子失步，则根据转子失步的不同程度跳转到一对应状态，所述对应状态所对应的加速度为在起始加速度的基础上按失步严重程度成负相关减小，极限减到所述加速度为0；

如果在经过减小加速度后转子失步的程度仍然超过一堵转门限，则状态转移到堵转状态，即转速直接减到所述启动转速，转子重新从初始状态开始加速。

在一个实施例中，所述轴间角度为：

其中，为定子坐标系转速，R为电机电阻，L_q为电机交轴电感，为定子坐标系下直轴电压、为定子坐标系下交轴电压,i_q ^*为交轴电流给定。

在一个实施例中，所述开环流频比驱动参数纠正到使所述轴间角度保持在一预设范围内波动。

本发明提供了一种开环I/F阶段的快速失步检测方法，并根据检测结果动态调整开环I/F启动参数，在启动成功率、抗负载扰动等指标上都取得了较好的效果，尤其是在一些有较大转动惯量，且凸极效应不明显的表贴式电机中，可以解决由于静止定位不准确所导致的启动失败，启动顿挫等问题，具有较强的实用价值。

这里采用的术语和表述方式只是用于描述，本发明并不应局限于这些术语和表述。使用这些术语和表述并不意味着排除任何示意和描述(或其中部分)的等效特征，应认识到可能存在的各种修改也应包含在权利要求范围内。其他修改、变化和替换也可能存在。相应的，权利要求应视为覆盖所有这些等效物。

同样，需要指出的是，虽然本发明已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，在没有脱离本发明精神的情况下还可做出各种等效的变化或替换，因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。